專利名稱：具有保持時間的單轉換電源轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電源轉換器，尤其涉及在電源輸電線故障期間有效地提供所需保持(hold-up)時間的電源轉換器。
背景技術：
許多電子設備需要一個或更多的穩(wěn)壓的(regulated)直流(DC)電壓。這些電子設備的電源通常由一個將輸入電壓轉換成為設備所需的穩(wěn)壓的DC電壓的電源轉換器來提供。許多類型的電源轉換器都能夠在寬輸入電壓范圍內工作。如果輸入電源下降至最小許可電壓以下，并且對轉換器工作產生了不利影響，則依靠電源轉換器來提供電源的電子設備可能經歷致命的損失，例如丟失數據。電源轉換器在缺少輸電線電壓的情況下能夠持續(xù)工作的時間的長度被視為保持(hold-up)時間。轉換器解決這個問題的一種已有方法是將一個體電容(bulkcapacitor)與輸入電源并聯連接。在正常工作期間，能量可以存儲在該體電容中以提供該保持時間。保持時間取決于體電容的大小和轉換器可用占空比(duty cycle)的大小。


圖1示出一種現有技術的AC-DC電源轉換器10，該AC-DC電源轉換器10包括一個用于獲得保持時間的體電容。電源轉換器10包括位于前端的AC至DC升壓轉換器8，該升壓轉換器后面跟有DC至DC轉換器級30。一個橋式整流器20用于將施加在AC輸入端14和16上的AC電壓轉換為在端子15和13之間的非穩(wěn)壓的整流DC脈沖。這個非穩(wěn)壓的DC，可以是非平滑的DC，開關12經由升壓電感24對這個非穩(wěn)壓的DC進行切換。開關12典型地是一個具有輸入到其柵極的控制信號的MOSFET。用于驅動輸入給開關12的控制信號的信號可以是變化頻率型，也可以是固定頻率型，這樣輸入電流也是具有最小諧波失真的正弦波。在本領域中，用于提供這種驅動的各種集成控制電路是已知的(如，L4981，UC3854，和L6561)。升壓轉換器8可以作為連續(xù)電流模式類型，也可作為非連續(xù)電流模式類型轉換器工作。升壓轉換器8獲得跨接在體電容18上的穩(wěn)壓DC體電壓(bulkvoltage)。升壓轉換器8提供升壓比，以使得該DC體電壓比輸入的AC電壓的最高峰值稍微高一些。DC體電壓由升壓轉換器8的裝置進行穩(wěn)壓。轉換器30直接對這個DC體電壓進行操作，以提供所需的隔離和在DC輸出端36和38上的次級穩(wěn)定電壓。
當輸電線輸入的AC電壓失效時，在輸入電源中斷之后，存儲在體電容18中的能量將保持DC至DC轉換器30繼續(xù)處于工作狀態(tài)一段時間，即保持(hold-up)時間。對于轉換器10，該保持時間依賴于體電容18的大小和轉換器可用占空比的大小。由于升壓轉換器8可以工作在大約100％的占空比下，典型地升壓轉換器8具有寬的穩(wěn)壓范圍。DC至DC轉換器30只有有限的工作占空比范圍，并且不能工作在很寬的輸入電壓范圍內。因而，需要較大的體電容18以滿足為了保持轉換器的DC輸出所需的保持時間在可接受的限制之內。
目前，電源轉換器10使用普遍，并且可提供高性能特性。提供的輸出電壓具有線性頻率紋波抑制(line frequency ripple rejection)。然而，在低電源電平下，電源轉換器10是昂貴的，并且具有高的元件成本。由于負載特性或者在轉換器10的輸出端存在快速后穩(wěn)壓器，因而存在許多不需要快速瞬時響應的低電源應用。所以，對于低電源應用需要較低成本和的較少元件的解決方法。
圖2A示出一種現有技術AC-DC電源轉換器100的電路圖。電源轉換器100包括一個功率因數校正的逆向(flyback)轉換器，該逆向轉換器對整流的AC輸入脈沖直接進行切換。AC輸入電源施加在端子114、116上，并通常用于通過使用傳統的橋式整流器20在端子113、115上產生非平滑DC。一個電容118與二極管152串聯跨接在端子113、115之間。電源轉換器100包括一個變壓器128，該變壓器具有初級線圈140、次級線圈142和輔助線圈144，每個線圈都包括第一和第二端子。在電源轉換器100中，輔助線圈144在每個逆向轉換器100的逆向周期期間，提供電容118再次充電的能量。
通常，第一開關112以預定頻率使得初級線圈140導通和斷開。第一開關112典型地是一個在其柵極具有控制信號輸入的MOSFET。典型的輸入至開關112的控制信號是一傳統的脈沖寬度調制(PWM)型或功率因數校正(PFC)型驅動信號(細節(jié)未示出)。次級線圈142連接至包括有二極管132和電容134的整流濾波電路，以在端子136和138上產生額定的DC輸出電壓。
由電路控制對電容118的充電以充至預定的電壓，該電路包括輔助線圈144、一個電阻154，與二極管126串行連接在輔助線圈144的一端和電容118的一端之間，和一個第二開關156，連接在輔助線圈144的第二端和電容118的另一端之間。
工作中，當轉換器100的開關112閉合時，電流流入變壓器初級140中，并將能量存儲在其中。當第一開關112在轉換器100的逆向周期期間斷開時，變壓器128線圈上的極性改變，并且整流二極管132變?yōu)檎蚱?。二極管132向連接在DC輸出端136、138的負載提供電源，并且在輸出電容134中存儲能量。在第一開關112斷開的這個逆向周期期間，開關156導通，且電容118被充電至預定電壓，該預定電壓由在初級線圈140和輔助線圈144之間的匝數比決定。通常，電容118上的電壓選擇較低值(大約50V左右)。在正常工作下，當跨在端子115、113之間的整流AC脈沖的瞬時電壓高于電容118上所充電的電壓時，二極管152反向偏置。電容118在這個期間將持續(xù)保持它的電荷。當這個瞬時電壓下降至電容118電壓以下的整流AC脈沖“谷點”附近時，二極管152正向偏置。因而，電容118向變壓器128提供能量，以使得變壓器128在這期間繼續(xù)工作。這樣，電容118在此期間提供保持時間。為了減小變壓器128中的峰值電流，在電容118上的電荷被轉換器100使用的時候，開關156也可以保持斷開。
圖2A中的電路的缺點在于，在大多數應用中，電容118不能夠提供所需的較長的保持時間。而且，由于在整流的AC脈沖的底部附近不能得到電流，也會影響功率因數。如果電容118將提供很長的保持時間，那么由于在電容118上的充電電壓非常接近整流脈沖底部存在的電壓，則需要巨大的電容。因而，能量利用不足。
圖2B示出另一現有技術的可以提供線諧波校正的逆向電源轉換器的電路圖。電源轉換器110包括一個逆向轉換器，該逆向轉換器直接對整流脈沖進行切換，并提供具有諧波校正的DC輸出電壓。開關SW1由典型的功率因數校正控制器驅動(未示出)。在工作中，開關SW1的一端上的切換電壓由D1進行整流，并通過電阻R1對電容C1充電。當輸電線輸入AC電壓失效時，開關SW2閉合，并且C1上的電壓施加在轉換器110的輸入上。在缺少AC輸入期間，C1上的電荷使得轉換器繼續(xù)工作，以提供所需的保持期間。
圖2B電路的一個缺點是，忽略了由于變壓器TRF1的電感泄漏而出現的任何尖峰，位于SW1和變壓器TRF1的初級線圈的連接點的峰值電壓是在變壓器初級線圈的另一端的輸入整流電壓的峰值，加上折算(reflected)的次級電壓之和。選擇適當的變壓器TRF1的匝數比可以控制該折算的電壓。因此，在保持電容C1上的電荷可由變壓器TRFI的匝數比和峰值AC電壓來確定。圖2B所示的轉換器類型被設計為在較寬的輸入AC范圍上工作，典型地從90V AC(RMS)到265V AC(RMS)。相應的正弦波形峰值電壓的范圍是125V到375V。因此，雖然可以通過選擇適當的匝數比來控制折算的次級電壓，但峰值整流電壓變化仍然很大。因此，在C1上的電荷大小由輸入的AC電壓控制。因而，對于變換器110而言，為了提供所需的保持時間，必須基于最低輸入電壓來選擇電容C1的值。
對于轉換器110在265V最高線輸入電壓的情況，在電容C1上的電壓可能非常高，典型地高于500V。這樣，圖2B中的轉換器110的缺點是要求電容C1使用非標準的高電壓電容或要求使用電容串聯組合。雖然這種情況下，電容C1可能提供較長的保持時間，由較大電容提供的保持時間可能比所需要的保持時間長很多?？梢钥缃釉贑1上插入一個齊納穩(wěn)壓二極管箝位以限定電壓，但是在高輸入AC條件下依然可能導致不良的較高功率損耗。在低線輸入電壓條件下，典型的125V折算電壓可將電容C1充電達到250V。對于轉換器110，在250V啟動電壓下用于提供所需保持(hold-up)的所需電容量值可能沒有希望得那么小。
典型的輸電線掉電(dropout)測試要求，需要電源在10％的占空比下為一個丟失周期提供保持。換句話說，對于這種測試要求，每九個正常AC周期之后將有一個丟失周期。為了滿足這種測試要求，轉換器110中的電容C1必須在九個正常AC周期期間充回所需的電壓。由于在變壓器SW1端的電壓是依賴輸電線的，固定電阻R1將在不同輸入線電壓條件下為電容C1提供不同的充電時間。因此，電源轉換器110的另一個缺點是，當電阻R1的阻值選為用于在低輸電線電壓的最差情況下時，這個電阻在高輸電線電壓條件下將消耗較高的功率。
因此，存在一種需要，以在輸入電源喪失的情況下提供所需的保持時間，同時可以較好地利用存儲的能量。還需要一種利用較少和較低成本的器件來提供這些功能的電路。
發(fā)明概述本發(fā)明通過提供一種采用較小的、成本低的保持電容以有效地提供所需保持時間的電源轉換器，來解決現有技術設備存在的問題。在優(yōu)選實施例中，本發(fā)明提供一種逆向轉換器，該轉換器直接對具有不同脈寬/頻率的輸入整流AC脈沖進行切換，以實現諧波校正。一個電容通過獨立線圈充電，并連接至轉換器，以僅在輸入電壓失效之后提供所需的保持時間。本發(fā)明同樣也適合于工作在較寬輸入范圍并需要保持時間的其他任何類型的AC至DC或者DC至DC轉換器。
因此，本發(fā)明的電路和相應的方法與現有技術設備相比具有需要更低成本和更少元件的優(yōu)點。現有的單轉換功率因數校正逆向轉換器不提供所需的保持時間?，F有的單級功率因數校正技術提供一些保持時間，但是體電容中電壓的變化普遍依賴于輸入線電壓。所以，需要較大的體電容，這將增加電源轉換器的成本和體積。由于本發(fā)明的電源轉換器工作在固有的寬范圍輸入上，因而需要非常小的體電容就可以滿足保持要求。
總體來說，本發(fā)明提供一種具有第一和第二輸入端和兩個輸出端的DC-DC轉換器，其中輸入DC電壓耦合至所述第一和第二輸入端，輸出DC電源由所述兩個輸出端提供，該DC-DC轉換器包括一個變壓器，該變壓器包括初級線圈，次級線圈和輔助級線圈，每個線圈具有第一和第二端子；次級線圈耦合至所述輸出端；一個第一開關，與初級線圈串聯跨接在第一和第二輸入端上；第一開關作為一個控制信號的函數交替地導通和關閉；一個電容，與第一二極管和第二開關串聯在第一和第二輸入端之間；以及一個由輔助線圈將所述電容充至預定值的充電電路；其中，當輸入DC電壓處于或者低于預定閾值的時候，第二開關導通，以至于電容可以為所述轉換器提供保持時間。
附圖簡述結合附圖，通過參照下列詳細描述，本發(fā)明的前述方面和附屬優(yōu)點將變得更容易理解。
圖1示出一種在前端具有AC-DC升壓轉換器的現有技術的電源轉換器，該升壓轉換器后面跟有DC-DC逆向轉換器級；圖2A描述現有技術的提供線諧波校正的逆向電源轉換器；圖2B示出另一種現有技術的提供線諧波校正的逆向電源轉換器；圖3A示出根據本發(fā)明的一種AC-DC電源轉換器的優(yōu)選實施例；圖3B示出圖3的AC-DC電源轉換器的一個可選實施例；圖4示出圖3的AC-DC電源轉換器的另一個可選實施例；圖5示出根據本發(fā)明的一種DC-DC電源轉換器的一個實施例；圖6示出一個快速AC失效檢測電路示例的電路圖。
發(fā)明詳述本發(fā)明包括一個提供保持時間的電源轉換電路及相應的方法，這樣，電源轉換器能夠在缺少所需輸入線電壓的情況下繼續(xù)工作。一個電容通過獨立線圈充電，并僅在輸入電壓失效的之后，控制該電容以提供能量至轉換器。本發(fā)明工作在較寬輸入電壓范圍內，并采用比已有轉換器更小，成本更少的保持電容來提供所需的保持時間。
本發(fā)明克服了已有電路和方法的缺點。參照圖3A至5解釋本發(fā)明。圖3A示出根據本發(fā)明的電源轉換器200的優(yōu)選實施例。對于AC-DC電源轉換器200，輸入AC由整流器120整流，優(yōu)選地該整流器為一種橋式整流器，以在正極端215和負極端213之間產生非平滑DC。根據本發(fā)明的DC-DC轉換器耦合在端子215、213和DC輸出端264、266之間。
AC-DC電源轉換器200中的DC-DC轉換器包括一個變壓器228，該變壓器具有初級線圈240、輔助線圈244以及次級線圈242，每個線圈具有第一和第二端子。第一開關212串聯連接在初級線圈240的第二端子和輔助線圈244的第二端子之間。輔助線圈244的第二端子連接在端子213和體電容268的第一端子的連接點上。第二開關262與第二二極管252串聯連接在端子215和電容268的第二端子之間。電容268被充電至預定電壓，該預定電壓由次級線圈242和輔助線圈244之間的匝數比決定。輔助線圈244為電容268的再充電提供能量。由電路控制電容268充至預定電壓，該電路包括輔助線圈244、一個與電阻254和第三轉換開關256串聯連接在輔助線圈244的第一端子和電容268的第二端子之間的二極管226。在線輸入AC電壓失效時，存儲在體電容268的能量將保持DC至DC轉換器265繼續(xù)處于工作狀態(tài)一段時間，即保持(hold-up)時間。
一個整流和濾波電路202耦合在次級線圈242和DC輸出端264、266之間。在圖3A所示優(yōu)選實施例中，整流和濾波電路202包括一個跨接在DC輸出端264、266的電容234，以及一個連接在次級線圈242的第一端和第一輸出端264之間的第三二極管232。優(yōu)選地，第三二極管232的陽極連接至次級線圈242的第一端而陰極連接至第一DC輸出端264。
可以是非平滑DC的DC輸入電壓，直接由第一開關212通過變壓器228的初級線圈240進行切換。根據本發(fā)明DC-DC電源轉換器265優(yōu)選地是一個逆向轉換器，該逆向轉換器可以以連續(xù)電流模式也可以以非連續(xù)電流模式工作。轉換器265可由一個固定頻率信號或變頻信號來驅動。第一開關212具有輸入控制信號，并優(yōu)選為MOSFET。為了驅動第一開關212，耦合至該控制信號輸入端的信號可以是變頻類型或者固定頻率類型，以使得輸入電流也是具有最小諧波失真的正弦波。任何適合的已知集成控制電路都可以用于提供這個驅動信號。例如，耦合至第一開關212的驅動信號可以被控制，以提供具有最小諧波失真的正弦輸入電流波形的功率因數校正。標準功率因數校正集成電路可以用于這一目的(如，L4981，US3856，和L6561)。由于第一開關212的驅動脈沖能夠近似達到95％的占空比，轉換器265能夠提供寬范圍的線穩(wěn)壓。
正常工作期間，輔助線圈244通過第一二極管226、電阻254和第二開關256的串聯組合將體電容268充電達到預定值。優(yōu)選地，輔助線圈244是一個逆向線圈，這樣在體電容268上可得到預知的穩(wěn)壓電壓。在工作中，當轉換器200的開關212閉合時，電流流入變壓器初級240并將能量存儲在其中。對于逆向轉換器實施例來說，當第一開關212在轉換器200的逆向周期期間斷開的時候，變壓器228線圈的極性改變，整流二極管232變?yōu)檎蚱?。二極管232向連接在DC輸出端264、266上的負載提供電源并在輸出電容234中存儲能量。
現在，描述輸入AC電壓失效期間的工作。采用適合的快速檢測電路可檢測出輸入AC下降至預定電平一下，該快速檢測電路對于本領域普通技術人員來說是公知。圖6示出一個快速AC失效檢測電路示例的電路圖。如圖6可見，橋式整流器用來將施加在AC輸入端的正弦AC電壓轉換為標識為“DC脈沖”信號的脈動DC輸出。該DC脈沖信號由串聯電阻R7和R2形成的電壓分壓器進行分壓，以產生一個施加在比較器CO1反相輸入端的瞬時電壓采樣。內部的輔助轉換器(未示出)為圖6所示的轉換器產生一個偏置偏壓VCC。VCC被由串聯電阻R3和R4形成的分壓器分壓，以產生施加于比較器CO1的同相輸入端的參考電壓。這個參考電壓被設置為一個預定值，以使得只要瞬時AC輸入電壓近似為15V，則比較器CO1的反相輸入就等于該參考電壓。因此，比較器CO1被連接成在瞬時AC輸入電壓超過15V的條件下輸出為低。
比較器CO1的輸出施加在一個比較器CO2的同相輸入端。由串聯電阻R6和R8形成的分壓器對VCC進行分壓，以產生施加于比較器CO2的反相輸入端的參考電壓。電阻R5串聯連接在VCC和比較器CO1的輸出端之間，電容C2與電阻R5串聯連接，其中這兩個元件之間的交叉點是比較器CO1的輸出端。工作中，如果AC輸入電壓在一毫秒內未達到15V的電平，電容C2充電達到比較器CO2的閾值，導致比較器CO2的輸出(標識為“AC失效”信號)為高以指示AC失效。電阻R9和二極管D4為兩個比較器提供必要的滯后。這樣，圖6所示的快速檢測電路示例提供了用于高速檢測AC失效的電路。本發(fā)明不局限于使用圖6所示的快速檢測電路示例，任何適合的快速檢測電路都可以使用。
返回參照圖3A，適合的快速檢測電路提供控制信號，以在斷開第二開關256的同時閉合第三開關262。因此，跨在體電容268上的電壓施加在變壓器228的輸入端。逆向轉換器持續(xù)切換這個由體電容268提供的輸入電壓源，直到該電壓源跌落到一個很低的電平。由于轉換器具有很寬的可工作占空比范圍，因而這種工作是可能的。例如，將跨在體電容268上的正常電壓選擇為典型的350V電壓電平，因此，使用低成本的400V電解電容成為可能。對于這個示例，電源轉換器200持續(xù)工作直到體電容268提供的電壓下降至大約50V電平或者更低的電平。因此，對于圖3A所示的根據本發(fā)明的AC-DC電源轉換器的實施例，由于良好地利用了存儲能量，小的體電容268也可提供長的保持時間。
電阻254的阻值可被選擇為使得該電阻不會在充電時從變壓器228中得到大量的能量，同時，該電阻阻值設計為在小于9個AC線電壓周期中充分地對體電容268進行充電。為了使得電源轉換器能夠滿足在占空比為10％的測試條件下對一個丟失周期正常工作的測試，必須對用來為電容268充電的電阻254提出要求。
如圖3A所示根據本發(fā)明，開關256在丟失周期的工作中斷開，以使得轉換器從體電容268得到的能量沒有再一次用于對電容268充電。在圖3B所示AC-DC電源轉換器的可選實施例中，省去了第二開關256以導致電路簡化，雖然這也可能導致需要體電容268的值稍微高一些(典型地為10％)。第二開關256和第三開關262優(yōu)選為MOSFET。用于這兩個開關的高側驅動可以利用光耦合器(未示出)產生。
對于圖3A至4所示的本發(fā)明的實施例，體電容268不需要處理在正常工作期間的紋波電流的壓力。因此，可以為體電容268選擇低成本電容。然而，由于慢控制環(huán)設計為忽略掉兩倍線頻率紋波，輸出DC電壓將表現為低頻率紋波。本發(fā)明適于許多應用，例如能夠容忍該低頻率紋波的電池充電器?？蛇x的，如果需要，適合的后置穩(wěn)壓器能夠與本發(fā)明電路一起使用，以提供較佳的瞬時響應和低頻率抑制。
圖4示出圖3的AC-DC電源轉換器的另一個可選實施例，其中第三開關262在電路中位于可選位置。在該實施例中，電源轉換器400具有串聯連接在端子213和電容268與輔助線圈244的第二端子的交叉點之間的第三開關262。
本發(fā)明也能夠被用于DC-DC電源轉換器。不同的DC至DC轉換器被設計用于工作在寬范圍的輸入電壓上。例如，用于通信應用中的DC至DC轉換器典型地設計為工作在72V至36V DC的DC輸入范圍上。當特殊應用要求具有保持時間，以使得轉換器，甚至在輸入電壓下降到36V電平以下時仍繼續(xù)工作，對于公知的轉換器而言，使用合理大小的輸入保持電容來滿足這一要求是非常困難的。由于在該電容上的電壓將開始跌落，使用合理大小電容將要求轉換器工作在比正常情況更寬的工作范圍上。因此，對于合理大小電容而言，已知的轉換器將被要求工作在如20V DC一樣低的輸入電壓上。如果強迫工作在這樣寬范圍的輸入電壓上，已知的轉換器將表現出許多不良的側面影響，例如高峰值電流，從而導致性能較低。
圖5示出根據本發(fā)明的DC-DC電源轉換器的一個實施例。電源轉換器500具有施加在正極端515和負極端513之間的DC輸入電源，并在端子564、566上產生穩(wěn)壓的DC輸出。電源轉換器500包括具有初級線圈540、次級線圈542和輔助線圈544的變壓器528，每個線圈有第一和第二端子。一個用于控制初級線圈540的電源驅動電路512(未詳細示出)并行連接在初級線圈540和DC輸入端子515、513之間。DC-DC轉換器的電源驅動電路512對于本領域普通的技術人員而言是公知的。電源驅動電路512優(yōu)選地包括一個在柵極上有控制輸入的開關和為該控制信號輸入提供驅動的電路。
第一電容518并聯跨接在第一節(jié)點581和負極輸入端513之間的電源驅動電路512上以提供輸入濾波。第一二極管598串聯連接在正極DC輸入端515和第一節(jié)點581之間。電源轉換器500還包括一個第一開關562，與第二極管552和第二(體)電容568串聯連接的第一節(jié)點581和負極輸入端513之間。體電容568和第二二極管552在節(jié)點583上耦合。第二開關556與電阻554串聯連接在第三節(jié)點585和第二節(jié)點583之間。第一和第二開關優(yōu)選為MOSFET，每個MOSFET具有控制信號輸入到其柵極。一個整流器526并聯在輔助線圈544和第三節(jié)點585與負極輸入端513之間。已知整流和濾波電路522(細節(jié)未示出)耦合在次級線圈542和DC輸出端564、566之間，以提供對來自變壓器528的DC電壓的平滑和濾波。
體電容568由包括初級線圈544、整流器526、和電阻554，以及第二開關556的電路進行充電達到預定值。例如，為了使得電源轉換器500工作，體電容568能夠充電達到72V DC。檢測電路/控制器(未示出)檢測輸入電壓下降到預定閾值以下的條件，該閾值由轉換器的輸入允許范圍所確定。例如，對于電源轉換器500，閾值電平可能被設置為36V DC。為了響應在輸入端515、513的DC輸入電源丟失的檢測，電路設置第一開關562導通，同時第二開關566斷開。因此，在線輸入AC電壓的失效時，存儲在體電容568中的能量將在輸入電源中斷之后保持DC至DC轉換器繼續(xù)處于在工作狀態(tài)一段時間，即保持時間。在這個保持時間期間，電源轉換器500持續(xù)工作直到體電容568上的電壓下降至36V DC電平。因而，本發(fā)明具有為DC至DC轉換器提供保持時間的特點，而沒有使轉換器過度承受壓力。
因此，本發(fā)明在采用與已知轉換器相比較少元件和較低成本元件的同時，具有提供所需保持時間的優(yōu)點。本發(fā)明工作在固有的寬范圍輸入上，并需要單個、比較小的體電容以滿足保持的要求。
出于說明和描述的目的，已經提供了本發(fā)明前面詳細的描述。雖然在這里已經參照附圖詳細描述了本發(fā)明實施例，但應該理解本發(fā)明不局限于所公開的確切實施例，并且根據以上講述本發(fā)明的各種變化和修改是可能的。
權利要求
1.一種具有第一和第二輸入端和兩個輸出端的DC-DC轉換器，其中，輸入DC電壓耦合至該第一和第二輸入端，輸出DC電源由該兩個輸出端提供，包括一個變壓器，一個包括初級線圈、一個次級線圈和一個輔助線圈，每個線圈具有第一和第二端子；所述次級線圈耦合至所述輸出端；一個第一開關，與所述初級線圈串聯跨接在所述第一和第二輸入端子之間，所述第一開關作為控制信號的函數交替地導通和斷開；一個電容，與第一二極管和第二開關串聯連接在所述第一和第二輸入端子之間；和一個充電電路，用于經由所述輔助線圈向所述電容充電，以充至一個預定的值；其中，當所述輸入DC電壓處于或者低于一個預定閾值時，所述第二開關導通，以使得所述電容為所述轉換器提供保持時間。
2.如權利要求1所述的轉換器，其中，輸入DC電壓是由輸入來自AC電源的整流器產生的非穩(wěn)壓電壓。
3.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述充電電路包括一個第二二極管，與一個電阻串聯在所述輔助線圈的第一端和所述電容的第一端之間，所述電容的第一終端位于所述第一二極管和所述電容的連接點上；其中，所述輔助線圈的第二端連接在所述電容的另一終端上。
4.如權利要求1所述的轉換器，所述充電電路進一步包括一個第三開關，串聯連接在所述電阻和所述電容的所述第一端子之間；其中，當所述第二開關導通時，所述第三開關斷開，以使得當所述電容為所述轉換器提供保持時間時，所述電容沒有被所述充電電路充電。
5.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述第一二極管具有陽極和陰極，所述第二開關串聯連接在所述第一輸入端和所述第一二極管的陰極之間，所述第一二極管的所述陽極與所述電容的第一端子連接，所述電容的另一端子與所述輔助線圈的所述第二端子連接。
6.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述第二開關串聯連接在所述第二輸入端和所述電容的第二端子之間。
7.如權利要求5所述的轉換器，其中，所述第一二極管具有連接在所述電容的第一端子的陽極和連接至所述第一輸入端的陰極，所述電容的所述另一端子連接至所述輔助線圈的第二端。
8.如權利要求1所述的轉換器，進一步包括耦合在所述次級線圈和所述兩個輸出端之間的整流和濾波電路。
9.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述第一和第二開關是MOSFET。
10.如權利要求1所述的轉換器，其中控制所述第一開關的狀態(tài)以提供功率因數校正。
11.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述第一開關的狀態(tài)由脈沖寬帶調制信號控制。
12.如權利要求1所述的轉換器，其中，所述轉換器是逆向轉換器。
13.一種具有單級DC至DC轉換的AC至DC電源轉換器，該AC-DC轉換器具有兩個AC輸入端和用于提供輸出DC電源的兩個輸出端，其中AC電源耦合至該兩個AC輸入端，包括一個橋式整流器，連接至所述AC輸入端，用于從所述AC電源中產生一個整流的AC輸入電壓；一個具有第一和第二輸入端和兩個輸出端的DC-DC轉換器，所述整流AC電壓耦合至第一和第二輸入端，DC-DC轉換器的輸出耦合至兩個輸出端，以提供輸出DC電源，包括一個變壓器，包括一個初級線圈、一個次級線圈和一個輔助線圈，每個線圈具有第一和第二端子；所述次級線圈耦合至所述輸出端；一個第一開關，與所述初級線圈串聯跨接在所述第一和第二輸入端子之間，所述第一開關作為控制信號的函數交替地導通和斷開；一個電容，與第一二極管和第二開關串聯連接在所述第一和第二輸入端子之間；和一個充電電路，用于經由所述輔助線圈向所述電容充電，以充至一個預定的值；其中，當所述輸入DC電壓處于或者低于一個預定閾值時，所述第二開關導通，以使得所述電容為所述轉換器提供保持時間。
14.一種具有第一和第二輸入端和兩個輸出端的DC-DC轉換器，其中輸入DC電源耦合至所述第一和第二輸入終端，輸出DC電源在所述兩個輸出端處提供，包括一個變壓器，包括一個初級線圈、一個次級線圈和一個輔助線圈，每個線圈具有第一和第二端子；一個整流和濾波電路，并聯連接在所述次級線圈和所述兩個輸出端之間；一個第一二極管，串聯連接在所述第一輸入端和一個第一節(jié)點之間；一個電源驅動電路，具有跨接在所述初級線圈上的第一和第二輸出，以及連接至所述第一節(jié)點的第一輸入和連接至所述第二輸入端的第二輸入；一個第一電容，與第一二極管和第二開關串聯連接在所述第一節(jié)點和所述第二輸入端之間；所述第一電容和第一二極管在第二節(jié)點處連接；一個第二電容，并聯連接在所述第一節(jié)點和所述第二輸入端之間；一個充電電路，用于通過所述輔助線圈對所述第一電容進行充電以充至預定的值；其中，當所述輸入DC電壓處于或者低于預定閾值時，所述第二開關導通，從而所述第一電容為所述轉換器提供保持時間。
15.一種在DC-DC電源轉換器中提供保持時間的方法，所述DC-DC轉換器具有第一和第二輸入端以及兩個輸出端，其中輸入DC電壓耦合至所述第一和第二輸入端，輸出DC電源在所述兩個輸出端處提供；并且具有包括一個初級、次級和輔助線圈的變壓器；一個第一開關，與所述初級線圈串聯跨接在所述第一和第二輸入端之間；一個電容，與第一二極管和第二開關串聯連接在所述第一和第二輸入端之間；一個充電電路，用于經由所述輔助線圈向所述電容充電以達到一個預定的值；所述方法包括步驟a)導通和斷開作為控制信號函數的所述第一開關；b)監(jiān)視所述輸入DC電壓的電壓電平；c)經由所述充電電路，所述輔助線圈對所述第一電容充電以達到一個預定的值；d)當所述輸入DC電壓的電壓電平處于或者低于一個預定閾值的時候，將所述第二開關切換至導通狀態(tài)；e)當所述第二開關處于導通狀態(tài)時，所述電容為所述轉換器提供保持時間。
全文摘要
提供一種電源轉換器，該電源轉換器工作在較寬范圍輸入上，并且利用較小的、較低成本的保持電容來提供所需的保持時間。提供一種充電電路，以通過輔助線圈對一個電容充電。電源轉換器包括用于將能量從電容引導到轉換器的電路，以在輸入電壓喪失期間提供保持時間，同時能夠良好地利用存儲的能量。本發(fā)明的電源轉換器還使用比現有技術設備更少和更低成本的元件來提供這些功能。
文檔編號H02M3/335GK1521928SQ20041000388
公開日2004年8月18日 申請日期2004年2月10日 優(yōu)先權日2003年2月10日
發(fā)明者維賈伊·甘加達爾·帕敦科, 維賈伊 甘加達爾 帕敦科 申請人:艾斯泰克國際公司