專利名稱：放電管照明設(shè)備和照明器材的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及放電管照明設(shè)備和照明單元。
背景技術(shù)：
通常，眾所周知放電管照明設(shè)備具有如下電路配置(例如，參見日本特許申請(qǐng)公開號(hào)10-243661)。根據(jù)該電路配置，直流電源與一對(duì)開關(guān)元件串聯(lián)連接。一開關(guān)元件與包括電感器、電容器和放電管的諧振負(fù)載電路并聯(lián)。直流電壓通過每個(gè)開關(guān)元件的開關(guān)操作被轉(zhuǎn)換成高頻電壓，從而可供給放電管。前述的電路配置中，可減小開關(guān)元件和電感器的功率損耗以提高功率轉(zhuǎn)換效率。

發(fā)明內(nèi)容
但是，在減小開關(guān)元件和電感器功率損耗以提高功率轉(zhuǎn)換效率的前述設(shè)備中，存在著控制將變得很復(fù)雜的問題。此外，有可能電感器的限流效應(yīng)將變得很??；結(jié)果，放電管沒有維持在一個(gè)穩(wěn)定的照明狀態(tài)。
根據(jù)本發(fā)明，提供一種可減少無效功率以增加功率轉(zhuǎn)換效率的放電管照明設(shè)備，以及照明單元。
此外，根據(jù)本發(fā)明，提供一種在使得感應(yīng)系數(shù)很小的同時(shí)將放電管維持在一個(gè)穩(wěn)定的照明狀態(tài)中的放電管照明設(shè)備，以及照明單元。


圖1是示出了(根據(jù))本發(fā)明第一實(shí)施例(放電管照明設(shè)備)的配置、并包括部分框圖的電路圖；圖2是示出在第一實(shí)施例中的預(yù)熱時(shí)間段、開始電壓施加時(shí)間段以及照明維持控制時(shí)間段的每個(gè)操作參考頻率，以及隨著時(shí)間段推移頻率變化的圖表；圖3是示出在第一實(shí)施例中用于驅(qū)動(dòng)MOSFET開和關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形圖；圖4是示出第一實(shí)施例的反相電路中經(jīng)每個(gè)MOSFET而生成的電壓的波形圖；
圖5是示出施加到第一實(shí)施例中的放電管的電壓的波形圖；圖6是示出本發(fā)明第二實(shí)施例的電路配置的圖；圖7A是示出從第二實(shí)施例的正弦電壓源輸出的正弦電壓的波形圖；圖7B是示出從第二實(shí)施例的比較電路輸出的脈寬調(diào)制脈沖電壓的波形圖；圖8是示出本發(fā)明第三實(shí)施例的電路配置的圖表；圖9A是示出從第三實(shí)施例的乘法器輸出的電壓的波形圖；圖9B是示出從第三實(shí)施例的比較電路輸出的脈沖電壓的波形圖；圖9C是示出從第三實(shí)施例的比較電路輸出的另一脈沖電壓的波形圖；圖9D是示出流經(jīng)第三實(shí)施例的放電管的電流的波形圖；圖10是示出本發(fā)明第四實(shí)施例的電流配置的圖；圖11A是示出從第四實(shí)施例的電壓控制振蕩器中輸出的電壓的波形圖；圖11B是示出從第四實(shí)施例的比較電路中輸出的脈沖電壓的波形圖；圖11C是示出從第四實(shí)施例的比較電路中輸出的另一脈沖電壓的波形圖；圖11D是示出第四實(shí)施例中流經(jīng)放電管的電路的波形圖；圖12是示出本發(fā)明第五實(shí)施例中的三角波信號(hào)和正弦信號(hào)的振幅的波形圖；圖13是示出從第五實(shí)施例中的比較電路輸出的脈寬調(diào)制脈沖電壓的波形圖；圖14是示出包含在從第五實(shí)施例比較電路輸出的脈沖電壓中的頻率分量fs和頻率分量fc的有效值、以及整體有效值的圖表；圖15是示出第五實(shí)施例反相電路的輸出電壓的波形圖；圖16是示出第五實(shí)施例諧振負(fù)載電路的等效電路配置的圖表；圖17是示出當(dāng)來自電源的每一頻率功率被提供給如圖16所示的等效電路時(shí)、在每個(gè)電阻器(電阻)R上產(chǎn)生的輸出電壓特性改變了其有效值的圖表；圖18是示出當(dāng)在第五實(shí)施例中的Vs＝Vc以及Vs＞Vc的條件下正弦信號(hào)的振幅改變時(shí)、供給放電管的最后輸出的圖表；圖19是解釋本發(fā)明第六實(shí)施例諧振負(fù)載電路的偏角的圖像；圖20是示出在第六實(shí)施例的電感元件Lr中產(chǎn)生的功率VA和偏角之間的關(guān)系；圖21是示出當(dāng)諧振負(fù)載電路的阻抗偏角被設(shè)置為0°時(shí)、本發(fā)明第七實(shí)施例的電感元件Lr中產(chǎn)生的功率VA的圖表；圖22是示出第七實(shí)施例反相電路的輸出電壓的波形圖；圖23是一圖表，示出當(dāng)脈沖電壓的頻率fc改變時(shí)，本發(fā)明第八實(shí)施例中的諧振負(fù)載電路的電感元件Lr的損耗、開關(guān)元件的損耗以及總的損耗；以及圖24是示出根據(jù)本發(fā)明第九實(shí)施例的光源的透視圖。
具體實(shí)施例方式
參照附圖對(duì)本發(fā)明實(shí)施例進(jìn)行描述。
(第一實(shí)施例)如圖1所示，DC電源1被連接到高頻反相電路2。高頻反相電路2具有如下的電路配置。具體地，包含有一對(duì)MOSFET3和4的串聯(lián)電路被連接到DC電源1。MOSFET4的漏極端通過串聯(lián)連接的第一電容器5和電感器6被連接到放電管7的燈絲電極7a的一端。MOSFET4的源極端被連接到放電管7的另一燈絲電極7b的一端。第二電容器8被連接以提供(carry)經(jīng)過燈絲電極7a和7b的另一端的預(yù)熱電流。
前述電感器6、放電管7以及第二電容器8形成了一個(gè)包含LC串聯(lián)諧振電路的諧振負(fù)載電路。第一電容器5是用于截止直流的電容器。MOSFET3和4分別與作為寄生二極管的二極管9和10并聯(lián)連接。
MOSFET3和4的柵極被分別連接到驅(qū)動(dòng)電路11和12。驅(qū)動(dòng)電路11和12是根據(jù)來自形成控制電路的CPU13的信號(hào)而被驅(qū)動(dòng)和控制的。驅(qū)動(dòng)電路11包括一對(duì)MOSFET14和15；另一方面，MOSFET12包括一對(duì)MOSFET16和17。這些驅(qū)動(dòng)電路11和12將來自CPU13的信號(hào)放大以對(duì)MOSFET3和4的柵極提供開關(guān)信號(hào)。
CPU13具有一內(nèi)置計(jì)時(shí)器，并基于存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器18中的序列程序和數(shù)據(jù)來控制對(duì)提供給驅(qū)動(dòng)電路11和12的信號(hào)的計(jì)時(shí)。換言之，當(dāng)進(jìn)行開始操作時(shí)，CPU13執(zhí)行如圖2所示的操作。具體地，CPU13對(duì)放電管7預(yù)熱一段預(yù)定的時(shí)間，并隨后施加起始高電壓一段預(yù)定的時(shí)間。在放電管被點(diǎn)亮之后，CPU13執(zhí)行維持照明的控制。
CPU13在預(yù)熱時(shí)間段內(nèi)將操作頻率設(shè)置為高基準(zhǔn)頻率，并基于基準(zhǔn)頻率，對(duì)驅(qū)動(dòng)電路11和12輸出信號(hào)。基于基準(zhǔn)頻率，驅(qū)動(dòng)電路11和12分別交替地切換和驅(qū)動(dòng)MOSFET3和4。
當(dāng)預(yù)定時(shí)間內(nèi)的預(yù)熱完成時(shí)，時(shí)間段轉(zhuǎn)移至啟動(dòng)電壓施加時(shí)間段。然后，CPU13減小操作頻率以將其改變?yōu)槠鹗蓟鶞?zhǔn)頻率。在該情形中，操作頻率并非在諸如毫秒量級(jí)的短時(shí)間內(nèi)迅速減少，而是逐步減少以轉(zhuǎn)移至起始基準(zhǔn)頻率。例如，逐步減少操作頻率的變化時(shí)間段被設(shè)為大約10毫秒。在起始時(shí)間段，起始高電壓被施加給放電管7。
當(dāng)在預(yù)定時(shí)間消逝之后放電管7開始照亮?xí)r，時(shí)間段轉(zhuǎn)移至照明維持控制時(shí)間段。然后，操作頻率進(jìn)一步減少以變?yōu)檎彰骰鶞?zhǔn)頻率。在該情形中，操作頻率并非在諸如納秒量級(jí)的短時(shí)間內(nèi)迅速減少，而是逐步減少以轉(zhuǎn)移至照明基準(zhǔn)頻率。
在維持放電管7照明的控制時(shí)間段中，CPU13執(zhí)行如下控制。具體地，當(dāng)放電管7由來自于高頻反相電路2中的高頻電壓所點(diǎn)亮?xí)r，即照明周期(1/照明頻率)被設(shè)為T。一個(gè)照明周期T被分成n，即十(10)部分以對(duì)每個(gè)部分產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)MOSFET3和4的開和關(guān)的脈沖電壓。脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度是根據(jù)對(duì)應(yīng)于照明周期T的正弦電壓的波形變化而變化的。換言之，對(duì)導(dǎo)通狀態(tài)寬度的脈寬調(diào)制以如下方式進(jìn)行。即，導(dǎo)通狀態(tài)寬度根據(jù)每個(gè)部分電壓值的峰值、平均值或有效值的絕對(duì)值，變化為中→大→中→小→中→大…。CPU13將脈寬調(diào)制信號(hào)供給驅(qū)動(dòng)電路11。這樣，驅(qū)動(dòng)電路11將如圖3所示的驅(qū)動(dòng)信號(hào)供給MOSFET3以驅(qū)動(dòng)其開和關(guān)。此外，CPU13將與供給驅(qū)動(dòng)電路11的信號(hào)反相的信號(hào)供給驅(qū)動(dòng)電路12。驅(qū)動(dòng)電路12將驅(qū)動(dòng)信號(hào)供給MOSFET4以驅(qū)動(dòng)其開和關(guān)。
在照明維持控制時(shí)間段中，CPU13按照前述計(jì)時(shí)中驅(qū)動(dòng)反相電路2的成對(duì)MOSFET3和4的開和關(guān)。這樣如圖4所示的脈沖電壓在反相電路2的MOSFET4上產(chǎn)生。該脈沖電壓波形被供給包括前述第一電容器5、電感器6、放電管7和第二電容器8的諧振負(fù)載電路。在諧振負(fù)載電路中，諧波分量被電感器6和電容器8的濾波效應(yīng)所去除。結(jié)果，施加給放電管7的電壓波形大致為如圖5所示的正弦電壓波形。因此，正弦電流流經(jīng)放電管7。
在放電管7被點(diǎn)亮之后的照明維持控制時(shí)間段中，照明周期T被分成十部分以對(duì)每個(gè)部分產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)MOSFET3和4的開和關(guān)的脈沖電壓。脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度是根據(jù)對(duì)應(yīng)于照明周期T的正弦電壓的波形變化而變化的。換言之，脈寬調(diào)制如此進(jìn)行，從而導(dǎo)通狀態(tài)寬度變化為中→大→中→小→中→大…。這樣，正弦波形電流從反相電路2被提供給放電管7；因此，無功功率減少。這樣有助于提高功率轉(zhuǎn)換效率。
在操作頻率被設(shè)為高基準(zhǔn)頻率之后，放電管7被預(yù)熱一段預(yù)定的時(shí)間。因此，操作頻率減小至起始基準(zhǔn)頻率以施加啟動(dòng)電壓。在該情形中，在轉(zhuǎn)移至起始基準(zhǔn)頻率期間，操作頻率是逐步減小的。因此，在操作頻率轉(zhuǎn)移時(shí)，對(duì)電路的應(yīng)力(stress)很小，并且不會(huì)出現(xiàn)電流元件在起始就被破壞。當(dāng)放電管7在起始被點(diǎn)亮?xí)r，基準(zhǔn)頻率減小。同樣在該情形中，操作頻率逐步減小，并轉(zhuǎn)移至照明維持時(shí)間段的基準(zhǔn)頻率。因此，可使電路的應(yīng)力很小。
(第二實(shí)施例)相同的標(biāo)號(hào)用作指代相同或?qū)?yīng)于前述第一實(shí)施例的組件；因此，省略其細(xì)節(jié)。
根據(jù)第二實(shí)施例，如圖6所描述的，用硬件電路替代CPU以對(duì)反相電路2的MOSFET3和4執(zhí)行開/關(guān)控制。具體地，硬件電路具有正弦電壓源(生成器)21、三角波信號(hào)源22和比較電路23。正弦電壓源21生成具有頻率fL的正弦電壓。三角波信號(hào)源22生成具有是從正弦電壓源21中生成的正弦電壓頻率fL的整數(shù)倍頻率的三角波信號(hào)。比較電路23將來自正弦電壓源21中的正弦電壓與來自三角波信號(hào)源22中的三角波信號(hào)相比較。如果正弦電壓高于三角波信號(hào)電壓，則比較電路輸出一高電平信號(hào)，但如果低于，則輸出低電平信號(hào)。比較電路23的輸出信號(hào)在供給驅(qū)動(dòng)電路11的同時(shí)也通過反相(inversion)電路24供給驅(qū)動(dòng)電路12。從正弦電壓源21中生成的正弦電壓的頻率fL對(duì)應(yīng)于照明周期，即，放電管7的照明周期。
前述配置中，如圖7A所示的正弦電壓是從正弦電壓源21中生成的。在該情形中，比較電路23輸出如圖7B所示的脈沖電壓，其中照明周期的一周期被分成十部分，并對(duì)每個(gè)分開的部分進(jìn)行脈寬調(diào)制。脈沖電壓在供給驅(qū)動(dòng)電路11的同時(shí)也通過反相電路24供給驅(qū)動(dòng)電路12。
每個(gè)部分的脈沖電壓根據(jù)每個(gè)部分正弦電壓的平均值，變?yōu)楦呋虻碗娖健Ｆ骄翟叫?，輸出低電平的時(shí)間段會(huì)越長。換言之，平均值越大，輸出高電平的時(shí)間段會(huì)越長。
在如上所述的方式中，脈寬調(diào)制是根據(jù)每個(gè)部分的正弦電壓的平均值而進(jìn)行的。
驅(qū)動(dòng)電路11使用具有與圖7B相同波形的驅(qū)動(dòng)信號(hào)來驅(qū)動(dòng)MOSFET3的開和關(guān)。換言之，驅(qū)動(dòng)電路12使用具有與圖7B波形反相的波形的信號(hào)來驅(qū)動(dòng)MOSFET4的開和關(guān)。
這樣，在照明維持控制時(shí)間段中，如圖4所示的脈沖電壓產(chǎn)生在如前述第一實(shí)施例的反相電路2的MOSFET4上。脈沖電壓的諧波分量被電感器6和電容器8的濾波效應(yīng)所去除。因此，大致具有如圖5所示正弦波形的電壓被施加到放電管7。結(jié)果，近似(substantially)正弦電流流經(jīng)放電管7。從而，無功功率減小，以提高第二實(shí)施例中的功率轉(zhuǎn)換效率。
(第三實(shí)施例)
相同的標(biāo)號(hào)用作指代相同或?qū)?yīng)于前述第一實(shí)施例的組件；因此，省略其細(xì)節(jié)。根據(jù)第三實(shí)施例，檢測放電管電流以執(zhí)行反饋控制。
參見圖8，放電管7的另一燈絲電極7b與形成放電管電流檢測裝置的變壓器25相連。具體地，燈絲電極7b的每一端分別與第一和第二線圈25a和25b的一端相連。第一線圈25a的另一端被連接到MOSFET4的源極端。第二線圈25b的另一端被連接到電容器8。
還提供有與前述線圈25a和25b磁性耦合的第三線圈25c。包括有二極管電橋的全波整流電路26的輸入端連接于(across)線圈25c。
包括電阻器27和電容器31的并聯(lián)電路連接于全波整流電路26的輸出端。產(chǎn)生經(jīng)過于端的輸出電壓通過電阻器32被施加到誤差放大器28的反相輸入端(-)。誤差放大器28的非反相輸入端(+)被提供以基準(zhǔn)電壓Vref。
從誤差放大器28的輸出被供給乘法器29。乘法器29被提供以來自正弦電壓源21的正弦電壓。乘法器29將來自正弦電壓源21的正弦電壓和來自誤差放大器28中的輸出相乘，以改變正弦電壓的振幅，并且，將其供給比較電路23。比較電路23將來自乘法器29的正弦電壓和來自三角信號(hào)源22的三角信號(hào)相比較。
前述配置中，變壓器25檢測流經(jīng)放電管7的放電管電流。具體地，當(dāng)放電管電流通過第一線圈25a流動(dòng)時(shí)，在第三線圈25c中的電壓減小。在該情形中，通過電容器8流動(dòng)的電流的影響被第一和第二線圈25a和25b之間的關(guān)聯(lián)所去除。因此，僅在第三線圈25c中感應(yīng)放電管電流的電壓。
在第三線圈25c中感應(yīng)的電壓根據(jù)放電管電流的方向而轉(zhuǎn)換極性。因此，電壓變成交流電壓，并因此，被施加在全波整流電路26的輸入端上。然后，全波整流電路26的輸出端輸出全波整流電壓。全波整流電壓經(jīng)包括電阻器27和電容器31的并聯(lián)電路平滑處理，并然后作為DC電壓。該DC電壓被輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)。
當(dāng)放電管電流在放電管7中處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的DC電壓大致等于基準(zhǔn)電壓Vref。在該情形中，誤差放大器28的輸出變?yōu)榇笾碌扔赩ref的一個(gè)值。因此乘法器29具有如在圖9A的波形V10所示的電壓波形，它大致等于將來自正弦電壓源21的正弦電壓波形乘以Vref而得出的電壓。比較電路23將來自乘法器29中的正弦電壓波形與來自三角信號(hào)源22中的三角信號(hào)相比較。然后，如果來自乘法器29中的正弦電壓高于來自三角信號(hào)源22中的三角波信號(hào)電壓，則比較電路23輸出一高電平信號(hào)。另一方面，如果來自乘法器29中的正弦電壓低于來自三角信號(hào)源22中的三角波信號(hào)電壓，則比較電路23輸出一低電平信號(hào)。因此，從比較電路23中輸出的脈沖電壓如圖9B所示。因此，在該情形下，具有如在圖9D中的波形20V所示波形的電壓被施加到放電管7。
在該狀態(tài)中，當(dāng)放電管7的放電管電流增加時(shí)，全波整流電路26的輸出變大。因此，輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的電壓變得大于基準(zhǔn)電壓Vref。結(jié)果，誤差放大器28的輸出變得小于基準(zhǔn)電壓Vref。因此，乘法器29具有一波形，其振幅小于將來自正弦電壓源21中的正弦電壓波形乘以Vref而得出的電壓波形，參見如圖9A所示的波形V11。即，來自乘法器29的電壓波形的振幅變小了。
由于該原因，從比較電路23輸出的脈沖電壓被控制，從而低電平時(shí)間段在部分t1中變長，而在部分t2中變短。如圖9C所描述。結(jié)果，流經(jīng)放電管7的電流具有如在圖9D的波形V21所示小振幅的波形。因此，阻止了放電管電流的增加。
當(dāng)放電管7的放電管電流減小時(shí)，全波整流電路26的輸出變得很小，并且輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的電壓變得小于基準(zhǔn)電壓Vref。結(jié)果，誤差放大器28的輸出變得大于基準(zhǔn)電壓Vref。因此，來自乘法器29中的電壓波形的振幅反而(conversely)變得很大。從比較電路23輸出的脈沖電壓被控制，從而低電平時(shí)間段在部分t1中變短，而在部分t2中變長。結(jié)果，流經(jīng)放電管7的電流的振幅變得很大；因此，阻止了放電管電流的減小。
從而，通過前述反饋控制，流經(jīng)放電管7的電流保持恒定。此外，通過前述的反饋控制獲得了限流效應(yīng)。因此，即使使用了具有小電容的電感器6，整體上也可獲得足夠的限流效應(yīng)。結(jié)果，放電管被穩(wěn)定地保持在照明狀態(tài)。當(dāng)然，在第三實(shí)施例中，使用類似前述實(shí)施例的簡單控制可提高功率轉(zhuǎn)換效率。
(第四實(shí)施例)根據(jù)第四實(shí)施例，檢測放電管電流以執(zhí)行反饋控制，類似第三實(shí)施例。相同的標(biāo)號(hào)用作指代相同或?qū)?yīng)于前述第一實(shí)施例的組件；因此，省略其細(xì)節(jié)。
如圖10所示，電壓控制振蕩器(VCO)30用作替代圖8所示的前述正弦電壓源21和乘法器29。其它的配置與圖8相同。誤差放大器28的輸出被施加在電壓控制振蕩器30上，并且電壓控制振蕩器30的輸出被施加在比較電路23上。
當(dāng)在放電管7中的放電管電流處在穩(wěn)定狀態(tài)中時(shí)，輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的DC電壓大致上等于基準(zhǔn)電壓Vref。在該情形中，誤差放大器28的輸出變?yōu)榇笾碌扔赩ref的一個(gè)值。因此，電壓控制振蕩器30輸出具有如在圖11A的波形V30所示的基準(zhǔn)頻率fL的正弦電壓。
在該情形中，從比較電路23輸出的脈沖電壓在圖11B中示出。因此，具有如圖11D的波形V40所示波形的電流流經(jīng)放電管7。
在該情形中，當(dāng)放電管7的放電管電流增加，全波整流電路26的輸出變得很大。因此，輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的電壓變得大于基準(zhǔn)電壓Vref。結(jié)果，誤差放大器28的輸出小于基準(zhǔn)電壓Vref。因此，電壓控制振蕩器30將輸出正弦電壓的頻率增加得比基準(zhǔn)頻率fL要多，參見圖11A的波形V31。
在比較電路23中從電壓控制振蕩器30中輸出的正弦電壓與來自三角信號(hào)源22的三角信號(hào)相比較。如果電壓控制振蕩器30中輸出的正弦電壓高于來自三角信號(hào)源22的三角信號(hào)，則比較電路23輸出高電平信號(hào)。另一方面，如果電壓控制振蕩器30中輸出的正弦電壓低于來自三角信號(hào)源22的三角信號(hào)，則比較電路23輸出低電平信號(hào)。因此，當(dāng)從電壓控制振蕩器30輸出的正弦電壓的頻率變得很高時(shí)，從比較電路23輸出的脈沖電壓發(fā)生圖11C所示的變化。結(jié)果，施加到放電管7的電壓具有如在圖11D的波形V41所示的高頻率；因此，阻止了放電管電流的增加。
相反地，當(dāng)放電管7的放電管電流減小時(shí)，全波整流電路26的輸出變得很小，并且輸入到誤差放大器28的反相輸入端(-)的電壓變得小于基準(zhǔn)電壓Vref。結(jié)果，誤差放大器28的輸出變得大于基準(zhǔn)電壓Vref。這樣，可使從電壓控制振蕩器30輸出的正弦電壓的頻率低于基準(zhǔn)頻率fL。
從電壓控制振蕩器30輸出的正弦電壓的頻率變得很低，并且因此，從比較電路23輸出的脈沖電壓根據(jù)前述的頻率變化而變化。因此，施加到放電管7的電壓的頻率變得很低；結(jié)果，阻止了放電管電流的減小。
從而，通過前述反饋控制，流經(jīng)放電管7的放電管電流保持恒定。此外，通過前述反饋控制，還可獲得限流效應(yīng)。因此，即使使用了具有小電容的電感器6，整體上也可獲得足夠的限流效應(yīng)。結(jié)果，放電管被穩(wěn)定地保持在照明狀態(tài)。當(dāng)然，在第三實(shí)施例中，使用類似前述實(shí)施例的簡單控制可提高功率轉(zhuǎn)換效率。
(第五實(shí)施例)第五實(shí)施例有關(guān)如下設(shè)置。例如，在第二實(shí)施例，即圖6中，放電管7的照明頻率被設(shè)為fs，且從比較電路23輸出的脈沖電壓的頻率被設(shè)為fc(＞fs)。在使用額定負(fù)載的諧振負(fù)載電路的輸出電壓頻率特征中，頻率分量fs和頻率分量fc的輸出電壓Vs和Vc被設(shè)為具有關(guān)系Vs＞Vc。
做出了前述的設(shè)置，從而改變了來自正弦電壓源21的正弦電壓。這樣，就有可能改變施加在負(fù)載，即放電管7上的輸出電壓，并且充分保護(hù)了輸出電壓的控制邊界(margin)。
例如，如圖12所示，來自三角波信號(hào)源22的三角波信號(hào)S1的振幅被設(shè)為1。來自正弦電壓源21的正弦信號(hào)S2的振幅被設(shè)為0.8。放電管7的照明頻率被設(shè)為50KHz，從比較電路23輸出的脈沖電壓的頻率被設(shè)為1MHz。在該情形中，如果正弦信號(hào)S2的電壓大于三角波信號(hào)S1的電壓，則比較電路輸出輸出“1”。另一方面，如果正弦信號(hào)S2的電壓小于三角波信號(hào)S1的電壓，則比較電路輸出輸出“0”。從比較電路23輸出的脈寬調(diào)制脈沖電壓的波形如圖13所示。
當(dāng)三角波信號(hào)S1的振幅被設(shè)為“1”時(shí)，圖14是示出有效值的一圖表。在該情形中，圖14對(duì)正弦信號(hào)S2的振幅示出包含在從比較電路23輸出的脈沖電壓波形中的頻率fs和fc分量的有效值。在圖14的圖表中，曲線g1代表頻率fs分量的有效值，曲線g2代表頻率fc分量的有效值。曲線g3代表前述頻率fs和fc分量的有效值的相加值。
從圖14中可看出例如，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅是0.6時(shí)，頻率fs分量的有效值大約為0.4，同時(shí)頻率fc分量的有效值大約為0.7。當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅是0.8時(shí)，頻率fs和fc分量兩者的有效值均大約為0.6。當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅是1.0時(shí)，頻率fs分量的有效值大約為0.7，同時(shí)頻率fc分量的有效值大約為0.4。此外，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅是0.4或者更高時(shí)，可以看到頻率fs和fc分量的有效值的總和大致穩(wěn)定在1.13。
來自比較電路23的脈沖電壓被施加在驅(qū)動(dòng)電路11上以轉(zhuǎn)換和驅(qū)動(dòng)反相電路2的MOSFET3。此外，使用反相電路24脈沖電壓被反相，并且被施加給驅(qū)動(dòng)電路12以轉(zhuǎn)換和驅(qū)動(dòng)反相電路2的MOSFET4。這樣，如圖15所示的脈寬調(diào)制輸出電壓從反相電路2中生成。該輸出電壓被施加給包括第一電容器5、電感器6、放電管7、以及第二電容器8的諧振負(fù)載電路。在該情形中，根據(jù)諧振負(fù)載電路的頻率特性，輸出被施加給負(fù)載，即放電管7。
具體地，對(duì)于包括在從反相電路2輸出的脈寬調(diào)制輸出電壓中的每個(gè)頻率分量，獲得了對(duì)應(yīng)于諧振負(fù)載電路增益的輸出。因此，結(jié)合這些輸出的輸出作為最后輸出被施加給放電管7。
為了獲得具有近似正弦波形的施加給放電管7的最后輸出，下面的是必需的。具體地，必需利用諧振負(fù)載電路的頻率特性來削弱包括頻率fc分量的諧波分量。
此外，從圖14的圖表可看出，如果頻率fs分量的有效值很大，頻率fc分量的有效值將變得很小。例如，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅是0.6時(shí)，頻率fs分量的有效值大約為0.4，同時(shí)頻率fc分量的有效值大約為0.7。在該情形中，如果每個(gè)頻率功率從電源AC被施加到如圖16所示的諧振負(fù)載電路的等效電路，則獲得了如下的特性。具體地，如圖17中實(shí)線所示的特性是作為在電阻器R上產(chǎn)生的輸出電壓而獲得的。
在圖16的等效電路中，Lr代表電感器元件，Cf代表電容器元件以及R代表在放電管7的額定操作中的等效負(fù)載電阻。
諧振負(fù)載電路的諧振頻率(1/2π√Lr·Cf)被設(shè)為大于頻率fs而低于頻率fc。
在圖17的圖表中，實(shí)線曲線g11示出AC的有效值大約為0.4的情形。實(shí)線曲線g11示出AC的有效值大約為0.7的情形。這對(duì)應(yīng)于正弦信號(hào)S2的振幅被設(shè)為0.6的情形。
參見圖14的圖表，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅被設(shè)為0.6時(shí)，頻率fs分量的有效值大約為0.4，同時(shí)頻率fc分量的有效值大約為0.7。前述有效值的總和基本上恒定。此外，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅從0.8變?yōu)?.0時(shí)，頻率fs分量的有效值變得很大，同時(shí)頻率fc分量的有效值變得很小。但是，前述有效值的總和基本上恒定，即不變。
這意味著當(dāng)使用來自比較電路23的脈沖電壓來驅(qū)動(dòng)反相電路2時(shí)，與上面相同的頻率特性存在于從反相電路2中輸出的脈寬調(diào)制輸出電壓中。具體地，當(dāng)正弦信號(hào)S2的振幅從0.6變?yōu)?.0時(shí)，頻率fs和fc分量的每個(gè)有效值在來自反相電路2的輸出電壓中是可變的。但是，這些值的總和基本是恒定的。
在圖17，對(duì)下列輸出電壓Vs和Vc1的關(guān)系進(jìn)行研究。前述Vs是當(dāng)AC的有效值大致為0.4時(shí)，頻率fs中的輸出電壓。前述Vc是當(dāng)AC1的有效值大致為0.7時(shí)，頻率fc中的輸出電壓。結(jié)果，如果Lr和Cr被設(shè)置，使得輸出電壓Vs和Vc1變得大致相同，則即使正弦信號(hào)的振幅從0.4變?yōu)?.0，輸出電壓的有效值也并非幾乎不變。
換言之，如下內(nèi)容存在于關(guān)系中，從而頻率fs和fc的前述輸出電壓變得大致相等。具體地，可見即使正弦信號(hào)S2的振幅從0.2變?yōu)?.0，施加給放電管7的最后輸出基本不變，如圖18的圖表中的曲線g3所示。
因此，本發(fā)明者提出一項(xiàng)建議，在頻率fs的輸出電壓Vs和頻率fc的輸出電壓Vc之間存在有差異。從如圖17所示的特性，電感器元件Lr以及電容器元件Cf改變，或者頻率fc改變，并且，因而關(guān)系式Vs＞Vc被設(shè)置。已經(jīng)做出有關(guān)前述設(shè)置的實(shí)驗(yàn)。
前述電感器元件Lr和電容器元件Cf被設(shè)置，從而在頻率fc附近的輸出電壓大大減小。之后，對(duì)出現(xiàn)在(appearing across)電阻器R上的輸出電壓特性進(jìn)行測量。當(dāng)AC的有效值大約為0.4時(shí)，獲得如圖17的圖表中的虛線曲線g21所示的特性。此外，當(dāng)AC的有效值大約為0.7時(shí)，獲得如圖17的圖表中的虛線曲線g22所示的特性。從前述的特性中，在當(dāng)AC大約為0.4時(shí)頻率fs的輸出電壓Vs以及當(dāng)AC大約為0.7時(shí)頻率fc的輸出電壓Vc2之間存在有關(guān)系式Vs＞Vc2。
在如上所述的條件下，正弦信號(hào)S2的振幅從0.2變?yōu)?.0。結(jié)果，可見施加給放電管7的最后輸出進(jìn)行如圖18的圖表中曲線g4所示的改變。具體地，放電管7的頻率被設(shè)為fs，并且從比較電路23輸出的脈沖電壓的頻率被設(shè)為fc(＞fs)。在使用放電管7的額定操作中的等效負(fù)載電阻的諧振負(fù)載電路的輸出電壓頻率特性可進(jìn)行如下設(shè)置。即，做出設(shè)置，從而在頻率fs分量的輸出電壓Vs和頻率fc分量的輸出電壓Vc之間獲得有關(guān)系式Vs＞Vc。這樣，來自正弦電壓源21的正弦電壓的振幅改變，以改變施加給放電管7的輸出電壓。此外，輸出電壓的控制邊界得到了足夠的保護(hù)。
這樣，來自正弦電壓源21的正弦電壓改變，以對(duì)放電管7執(zhí)行照明控制。此外，可簡單地控制輸出，以適應(yīng)于要點(diǎn)亮的放電管7的額定值(rating)。
從圖17的圖表所示的實(shí)線曲線g12中，可見頻率fc很大，并且頻率fc的輸出電壓Vc1減小。因此，來自正弦電壓源21的正弦電壓的振幅改變，以改變施加給放電管7的輸出電壓。在該情形中，頻率fc可以很大，同時(shí)不改變電感器元件Lr和電容器元件Cf。
第五實(shí)施例用于第二實(shí)施例；但是，這不限于第二實(shí)施例。第五實(shí)施例可用于第一、第三和第四實(shí)施例。
(第六實(shí)施例)在第五實(shí)施例中，放電管7的頻率被設(shè)為fs，并且從比較電路23輸出的脈沖電壓的頻率被設(shè)為fc(＞fs)。在使用放電管7的額定操作中的等效負(fù)載電阻的諧振負(fù)載電路的輸出電壓頻率特性可做出如下設(shè)置。即，做出設(shè)置，從而在頻率fs分量的輸出電壓Vs和頻率fc分量的輸出電壓Vc之間獲得有關(guān)系式Vs＞Vc。根據(jù)第五實(shí)施例，給出如下條件。即，對(duì)于放電管7的照明頻率fs，使用額定負(fù)載的諧振負(fù)載電路的阻抗偏角被設(shè)置在-20°到40°的范圍內(nèi)。
具體地，對(duì)于無限施加給反相電路2的直流電壓VDC，存在著用于對(duì)放電管7提供預(yù)期能量的電感器元件Lr和電容器元件Cf的結(jié)合在。由于該原因，很難簡單地指定出電感器元件Lr和電容器元件Cf的結(jié)合以減少無功功率和電路損耗。
另一方面，在圖16的等效電路中，諧振負(fù)載電路的阻抗Z用根據(jù)電源AC的下列等式來表示。
Re(Z)+j·Im(Z)＝j(luò)ωLr+1/(1/R)+jωCf當(dāng)用矢量來表示前述等式時(shí)，該矢量如圖19所示。在該情形中，阻抗Z和實(shí)部“Re(z)”形成的角度就是偏角。即，給出偏角＝tan-1(Im(z)/Re(z))。
從圖19所示的矢量，偏角可以很小。并且因此，有可能減小虛部。這用作減小無功功率。因此，為了減小無功功率和電路損耗，利用電路阻抗Z的偏角來指定諧振負(fù)載電路。
例如，給出如下條件。
直流電壓VDC350V照明頻率fs20kHz脈沖電壓頻率fc200kHz在放電管7的額定操作中的等效電阻300Ω放電管7的額定電流0.37A在前述條件中，偏角依次變?yōu)?40°、-20°、0°、20°、40°、和60°。然后，當(dāng)那時(shí)標(biāo)定功率(plotting power)VA在電感器元件Lr中生成時(shí)，可獲得如圖20所示的結(jié)果。
從圖20所示的結(jié)果中，如果偏角被設(shè)置在-20°到40°的范圍內(nèi)，有可能使得在電感器元件Lr中生成的功率VA很小，并且因此，以減小無功功率。具體地，在電感器元件Lr中生成的功率VA在0°到20°的范圍內(nèi)可以做到足夠?。灰虼?，可大幅減小無功功率。
相反地，如果偏角變得小于-20°，則在電感器元件Lr中生成的功率VA迅速增加。如果偏角變得超過40°，則在電感器元件Lr中生成的功率VA如同前面的情形一樣迅速增加。因此，無功功率在偏角小于-20°的范圍、以及大于40°的范圍中增加。由于該原因，因?yàn)殡娐窊p耗變得很大，所以前述范圍并非理想的。
從而， 偏角被設(shè)在-20°到40°的范圍內(nèi)。這樣，在電感器元件Lr中產(chǎn)生的功率VA就可以做到很??；因此，在諧振負(fù)載電路中可以減小電路損耗。此外，在電感器元件Lr中產(chǎn)生的功率VA可以很??；因此，可以使用很小尺寸的電感器6。
(第七實(shí)施例)在第六實(shí)施例中，放電管7的頻率被設(shè)為fs，并且從比較電路23中輸出的脈沖電壓的頻率被設(shè)為fc(＞fs)。在使用放電管7的額定操作中的等效負(fù)載電阻的諧振負(fù)載電路的輸出電壓頻率特性可做出如下設(shè)置。即，做出設(shè)置，從而在頻率fs分量的輸出電壓Vs和頻率fc分量的輸出電壓Vc之間獲得有關(guān)系式Vs＞Vc。此外，對(duì)于放電管7的照明頻率fs，使用額定負(fù)載的諧振負(fù)載電路的阻抗偏角設(shè)在-20°到40°的范圍內(nèi)。根據(jù)第七實(shí)施例，還給出了如下條件。具體地，從DC電源1施加到反相電路2上的直流電源電壓VDC被設(shè)置，從而有效值VLrms和Virms變得大致彼此相等。前述VLrms是放電管7的照明頻率fs分量的有效值，包含在使用額定負(fù)載的諧振負(fù)載電路中產(chǎn)生的負(fù)載電壓中。前述Virms是放電管7的照明頻率fs分量的有效值，包含在反相電路2中產(chǎn)生的輸出電壓中。
例如，在具有如圖6所示電路配置的放電管照明裝置中給出如下條件。
放電管7的照明頻率fs20kHz脈沖電壓的頻率200kHz相對(duì)于來自三角波信號(hào)源22的三角波信號(hào)，從正弦電壓源21中產(chǎn)生的正弦電壓的調(diào)制度(modulation degree)為0.9放電管7的額定電流0.37A放電管電壓113V在前述條件下，對(duì)于來自DC電源1的DC電源電壓VDC，諧振負(fù)載電路的阻抗偏角設(shè)為0°。這里，諧振負(fù)載電路包括第一電容器5、電感器6、放電管7以及第二電容器8。此外，將電壓VDC用作參數(shù)，對(duì)相對(duì)于每個(gè)DC電源電壓VDC在電感器元件Lr中產(chǎn)生的能量VA進(jìn)行測量。獲得了圖21中所示的結(jié)果。
圖21中所示的圖表表示了一種狀態(tài)電源電壓VDC設(shè)置得越高，在電感器元件Lr中產(chǎn)生的能量VA就變得越低。換言之，這意味著電源電壓VDC設(shè)置得越高，電感器6的尺寸就可以做到越小。
從諧振負(fù)載電路施加到反相電路2的輸出電壓具有脈寬調(diào)制波形。脈寬調(diào)制波形包括正弦電壓和脈沖電壓的每一頻率分量。利用振幅為0.9的正弦電壓對(duì)振幅為1.0的三角波信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。因此，來自反相電路2的輸出電壓的調(diào)制度為0.9。因此，來自反相電路2的輸出電壓具有圖22中所示的電壓波形。
在該情形中，使用如下等式來表示調(diào)制信號(hào)分量。
Virms=VDC/(22)·α]]>其中，前述Virms是放電管7的照明頻率fs分量的有效值，包含在反相電路2中產(chǎn)生的輸出電壓中，并且α是調(diào)制度。
Virms的有效值被設(shè)為大致等于放電管7的照明頻率fs分量的有效值VLrms，它包含在使用額定負(fù)載的諧振負(fù)載電路中產(chǎn)生的負(fù)載電壓中。這樣，DC電源電壓被設(shè)為更高。具體地，有效值VLrms等于放電管電壓。因此，在前述情形中給出的VLrms＝113V。如上所述，給出α＝0.9；因此，來自前述等式的DC電源電壓VDC是355V。該電壓值是可設(shè)置DC電源電壓的上限值。如果DC電源電壓VDC被設(shè)為高于355V，則不可能設(shè)置出所需的電感器元件Lr和電容器元件Cf。
如上所述，DC電源電壓VDC被設(shè)置得更高，并且因此，在電感器元件Lr中產(chǎn)生的功率VA可以做到很小。因此，在諧振負(fù)載電路中可減少電路損耗。此外，在電感器元件Lr中產(chǎn)生的功率VA可以做到很?。灰虼?，所用的電感器6的尺寸可以做到很小。
(第八實(shí)施例)根據(jù)第八實(shí)施例，在具有如圖6所示電路配置的放電管照明裝置中給出如下條件。
放電管7的照明頻率fs20kHz相對(duì)于來自三角波信號(hào)源22的三角波信號(hào)，從正弦電壓源21中產(chǎn)生的正弦電壓的調(diào)制度(modulation degree)為0.9當(dāng)放電管7處在額定照明時(shí)，在照明頻率中的諧振負(fù)載電路的阻抗偏角為0°在前述條件下，當(dāng)對(duì)脈沖電壓的頻率fc以及開關(guān)元件3和4的損耗進(jìn)行測量時(shí)，對(duì)諧振負(fù)載電路的電阻元件Lr進(jìn)行測量。
結(jié)果在圖23中示出。參見圖23，當(dāng)脈沖電壓頻率fc＝40kHZ＝2*照明頻率fs時(shí)，前述電感器元件Lr以及開關(guān)元件3和4的損耗變?yōu)樽钚　．?dāng)脈沖電壓頻率fc＝40kHZ＝2*照明頻率fs時(shí)，前述兩個(gè)開關(guān)元件的損耗的總和變?yōu)樽钚　?br> 電感器元件Lr的最小點(diǎn)存在于脈沖電壓頻率fc＝500kHz附近。但是，由于脈沖電壓頻率fc是開關(guān)頻率，轉(zhuǎn)換損耗會(huì)增加。
因此，必需減小前述電感器元件Lr以及開關(guān)元件3和4的開關(guān)損耗，同時(shí)又不會(huì)大量增加兩個(gè)開關(guān)元件3和4的開關(guān)損耗。為了達(dá)到該目的，最好是將脈沖電壓頻率設(shè)置在小于5倍于照明頻率fs的范圍內(nèi)。具體地，根據(jù)第八實(shí)施例，脈沖電壓頻率fc被設(shè)置在30kHz到100kHz的范圍內(nèi)，較佳地，從30kHz到50kHz的范圍。
(第九實(shí)施例)
第九實(shí)施例涉及包括每個(gè)實(shí)施例中都有描述的放電管照明設(shè)備的照明單元。
圖24示出光源100。光源100具有如下結(jié)構(gòu)。具體地，光源主體101的插座102附在放電管103上。根據(jù)前述實(shí)施例的任何放電管照明設(shè)備在光源100中置為放電管照明設(shè)備104。放電管照明設(shè)備104點(diǎn)亮放電管103。
在如上所述的方式中，有可能實(shí)現(xiàn)包括前述每個(gè)實(shí)施例中描述的放電管照明設(shè)備的光源。換言之，有可能實(shí)現(xiàn)光源，它可以增加功率轉(zhuǎn)換效率。但是，使用了應(yīng)用反饋控制的放電管照明設(shè)備。這樣，有可能實(shí)現(xiàn)照明單元，即使電感器6做得很小，它也能夠穩(wěn)定維持放電管的照明。
此外，放電管照明被配置，從而在頻率fs和fc分量的輸出電壓Vs和Vc之間給出關(guān)系Vs＞Vc。使用具有前述配置的放電管照明設(shè)備，因此實(shí)現(xiàn)了能夠有效保護(hù)輸出電壓的控制邊界的照明單元。此外，對(duì)于放電管的照明頻率，諧振負(fù)載電路的阻抗偏角被設(shè)為從-10°到40°的范圍內(nèi)。DC電源電壓被設(shè)置，從而有效值VLrms和Virms大致彼此相等。在該情形中，前述VLrms是放電管的照明頻率fs分量的有效值，包含在諧振負(fù)載電路中產(chǎn)生的負(fù)載電壓中。前述Virms是放電管的照明頻率fs分量的有效值，包含在反相電路2中產(chǎn)生的輸出電壓中。這樣，減小了電路損耗；并且，有可能實(shí)現(xiàn)將電感器尺寸做得很小的照明單元。
工業(yè)應(yīng)用本發(fā)明可應(yīng)用于可減小無功功率以提高功率轉(zhuǎn)換效率的放電管照明設(shè)備，以及照明單元。
權(quán)利要求
1.一種放電管照明設(shè)備，其特征在于，包括反相電路，對(duì)開關(guān)元件執(zhí)行開/關(guān)控制以將直流電源電壓轉(zhuǎn)換成高頻電壓；諧振負(fù)載電路，配備有來自所述反相電路的高頻電壓，并包括電感器、電容器以及以預(yù)定照明頻率fs照亮的放電管，并且還被配置成當(dāng)所述放電管在額定值下運(yùn)行時(shí)，對(duì)于照明頻率fs的偏角設(shè)定在阻抗的-20°到40°的范圍內(nèi)；以及控制電路，執(zhí)行如下控制連續(xù)產(chǎn)生脈沖電壓，該脈沖電壓以短于所述放電管照明周期的周期(時(shí)間段)驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件的開和關(guān)；并且根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述照明周期的正弦電壓的波形變化，對(duì)所述脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制；還將近似正弦電流從所述反相電路提供給所述放電管。
2.一種放電管照明設(shè)備，其特征在于，包括反相電路，對(duì)開關(guān)元件執(zhí)行開/關(guān)控制以將直流電源電壓轉(zhuǎn)換成高頻電壓；諧振負(fù)載電路，配備有來自所述反相電路的高頻電壓，并包括電感器、電容器、和以預(yù)定照明頻率fs照亮的放電管；以及控制電路，連續(xù)產(chǎn)生以短于所述放電管照明周期的周期(時(shí)間段)驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件開關(guān)的脈沖電壓，使脈沖電壓頻率fc設(shè)在小于照明頻率fs五倍的范圍內(nèi)的，根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述照明周期的正弦電壓的波形變化對(duì)所述脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制，并控制近似正弦電流提供從所述反相電路到所述放電管。
3.一種放電管照明設(shè)備，其特征在于，包括反相電路，對(duì)開關(guān)元件執(zhí)行開/關(guān)控制以將直流電源電壓轉(zhuǎn)換成高頻電壓；諧振負(fù)載電路，配備有來自所述反相電路的高頻電壓，并包括電感器、電容器、和以預(yù)定照明頻率fs照亮的放電管；以及控制電路，執(zhí)行如下控制連續(xù)產(chǎn)生脈沖電壓，該脈沖電壓以短于所述放電管照明周期的周期(時(shí)間段)驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件的開和關(guān)；并且根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述照明周期的正弦電壓的波形變化，對(duì)所述脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制；還將近似正弦電流從所述反相電路提供給所述放電管；放電管電流檢測裝置，用于檢測流經(jīng)放電管的放電管電流；以及反饋控制裝置，用于對(duì)頻率執(zhí)行可變控制，以使放電管電流變?yōu)楹愣ǎ擃l率使對(duì)應(yīng)于照明周期的正弦電壓波形用來根據(jù)由所述放電管電流檢測裝置所檢測到的放電管電流量對(duì)導(dǎo)通狀態(tài)寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制。
4.如權(quán)利要求1到3任意一項(xiàng)所述的設(shè)備，其特征在于，所述控制電路進(jìn)行如下控制在對(duì)所述放電管進(jìn)行一段預(yù)定時(shí)間的預(yù)熱的同時(shí)，對(duì)驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件開和關(guān)的驅(qū)動(dòng)頻率執(zhí)行可變控制；施加一段預(yù)定時(shí)間的啟動(dòng)電壓，并在放電管啟動(dòng)之后執(zhí)行照明維持控制；至少在從預(yù)熱基準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)頻率到啟動(dòng)電壓施加基準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)頻率的轉(zhuǎn)變中執(zhí)行逐步改變頻率的控制；在照明維持控制中以短于所述放電管照明周期的周期(時(shí)間段)連續(xù)產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件開關(guān)的脈沖電壓；根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述照明周期的正弦電壓的波形變化，對(duì)所述脈沖電壓的導(dǎo)通狀態(tài)寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制；以及將近似于正弦的電流從所述反相電路提供給所述放電管。
5.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述DC電源電壓被設(shè)置成當(dāng)所述放電管在額定操作時(shí)，包含在所述諧振負(fù)載電路中產(chǎn)生的負(fù)載電壓中的、所述放電管的照明頻率fs分量的有效值VLrms變?yōu)榇笾碌扔诎谒龇聪嚯娐分挟a(chǎn)生的輸出電壓中的、所述放電管的照明頻率fs分量的有效值Virms。
6.如權(quán)利要求1到3的任一項(xiàng)所述的設(shè)備，其特征在于，所述控制電路將脈寬調(diào)制的調(diào)制度設(shè)為0.8或者更高。
7.一種光源，其特征在于，包括根據(jù)權(quán)利要求1到3任意一項(xiàng)的放電管照明設(shè)備；以及具有所述放電管照明設(shè)備的光源主體。
全文摘要
一種放電管操作設(shè)備包括高頻反相電路(2)，用于控制一對(duì)MOSFET輪流開和關(guān)，并將DC電源(1)的電壓轉(zhuǎn)換成高頻電壓；諧振負(fù)載電路，具有電感器(6)、電容器(8)、以及被提供以來自反相電路的高頻電壓的放電管(7)，并且當(dāng)放電管執(zhí)行額定操作時(shí)，具有在阻抗中對(duì)照明頻率設(shè)為－20度到40度之間的自變量；以及CPU(13)，根據(jù)程序數(shù)據(jù)以及存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器中的數(shù)據(jù)，連續(xù)產(chǎn)生用在短于放電管(7)照明周期的周期內(nèi)驅(qū)動(dòng)MOSFET(3，4)的ON和OFF的脈沖電壓，并根據(jù)對(duì)應(yīng)于照明周期的正弦波電壓的波形變化對(duì)脈沖電壓的ON寬度進(jìn)行脈寬調(diào)制控制。來自從反相電路(2)的高頻輸出的基本正弦波電流被施加在放電管(7)上。
文檔編號(hào)H02M7/48GK1826723SQ20048002131
公開日2006年8月30日 申請(qǐng)日期2004年12月16日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月17日
發(fā)明者高橋雄治, 清水惠一 申請(qǐng)人:東芝照明技術(shù)株式會(huì)社