專利名稱：防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路。
背景技術(shù)：
同步整流技術(shù)是低壓大電流DC/DC變換器的關(guān)鍵技術(shù)，在DC/DC變換器的副邊(次級)，采用同步整流MOS晶體管(MOSFET)來代替肖特基(Schottky)二極管進行整流，能夠有效減小通態(tài)損耗。但對于同步整流MOS晶體管的整流管SR1和續(xù)流管SR2，其門極需要對應(yīng)的驅(qū)動脈沖來激勵。而在有源箝位(Active clamp)拓撲中，其功率變壓器繞組的電壓波形可以直接作為對應(yīng)的驅(qū)動脈沖來給整流管SR1和續(xù)流管SR2提供激勵，有效、方便地實現(xiàn)了同步整流MOS晶體管的自驅(qū)動，因此有源箝位同步整流變換器在低壓大電流DC/DC中得到了廣泛的應(yīng)用。
有源箝位電路中的箝位電路由有源器件和箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主開關(guān)管或變壓器的繞組兩端。有源器件可以是N型MOS晶體管(N-MOSFET)，也可是P型MOS晶體管(P-MOSFET)。圖1a是業(yè)界常用的應(yīng)用有源箝位電路和同步整流技術(shù)的直流/直流變換器電路，其中，S1為原邊主開關(guān)管(簡稱主管)，SR1和SR2分別為副邊同步整流管和續(xù)流管，Cc和S2構(gòu)成原邊箝位電路，并聯(lián)在主管兩端，其中箝位管S2為P型MOS晶體管，當(dāng)Vg2為負電平時，S2導(dǎo)通；當(dāng)Vg2為零電平或正電平時，S2關(guān)斷。PWM2信號通過一個由C2、D1和R1組成的倒相驅(qū)動電路給箝位管S2提供激勵信號。
圖1a中電路的主要信號波形如圖1b所示，UVP為高電平時，PWM主控制電路產(chǎn)生有固定時序關(guān)系的兩路信號PWM1、PWM2，分別給S1、S2提供驅(qū)動信號；當(dāng)輸入電源電壓Vin低于欠壓保護點Uuv時，UVP為低電平，控制電路不工作。主電路的工作原理為t1時刻，PWM2為高電平，通過C2、D1的回路給C2充電，C2上電勢左高右低。由于D1導(dǎo)通，Vg2信號近似為零電平，則箝位管S2關(guān)斷；緊接著t2時刻，PWM1信號為高電平，則Vg1也為高，主管S1導(dǎo)通，變壓器原邊繞組電壓Vp為正，該電壓耦合到副邊繞組給SR1提供激勵，整流管SR1導(dǎo)通，SR2關(guān)斷；t3時刻，PWM1信號為低電平，則Vg1也為低，主管S1關(guān)斷；緊接著在t4時刻PWM2信號也低電平，因C2上充有電勢左高右低的電壓，當(dāng)PWM2信號變?yōu)榱汶娖綍r，Vg2信號瞬間翻轉(zhuǎn)為負電平，箝位管S2導(dǎo)通，此時箝位電容Cc上電壓減去輸入電源電壓即為變壓器原邊繞組電壓Vp，該電壓為負，使變壓器實現(xiàn)磁復(fù)位，同時該電壓耦合到副邊繞組，使得整流管SR1關(guān)斷，續(xù)流管SR2導(dǎo)通，電感L中電流通過SR2續(xù)流；t5時刻，PWM2信號為高，進入下一周期。
該電路利用P型MOS晶體管構(gòu)成箝位開關(guān)管，將主管S1的關(guān)斷電壓箝位于電容Cc上的電壓，并在實現(xiàn)變壓器的磁復(fù)位的同時，變壓器繞組電壓給副邊同步整流管提供激勵。電路簡單，變換器效率較高。
但同時存在的問題是在電源電壓斷開后，Vin電壓開始降低，在t6時刻，Vin降低至變換器的輸入欠壓點Uuv后，主控制電路關(guān)閉PWM1、PWM2信號；PWM1信號為低電平后，主管S1關(guān)斷，輸出電壓Vout緩慢放電；PWM2為低電平后，由于電容C2上的電壓要緩慢放電，導(dǎo)致Vg2信號一直保持負電平，箝位開關(guān)管S2長期導(dǎo)通，于是箝位電容Cc與變壓器勵磁電感發(fā)生諧振，此時，變壓器原邊繞組上電壓Vp為如圖所示的正弦波，該正弦波電壓耦合到副邊繞組，給副邊同步整流管提供激勵，使得同步整流管SR1、SR2仍舊保持交替工作狀態(tài)。由于關(guān)機后同步整流管SR1、SR2仍在交替工作狀態(tài)，輸出電容上的能量通過變壓器向原邊回饋，導(dǎo)致Vin電壓又升高；如果輸出電容上能量比較大，反饋到原邊的能量使得Vin電壓升高到變換器的欠壓恢復(fù)點，UVP信號又為高電平，在t7時刻主控制電路又重新開通PWM1、PWM2信號，變換器進入重啟動，該異常過程反應(yīng)到輸出電壓Vout的波形上則表現(xiàn)為輸出電壓在關(guān)機后的下降過程中又出現(xiàn)了電壓反彈，不能滿足時序要求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的就是為了解決以上問題，提供一種防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，保證關(guān)機后輸出電壓單調(diào)下降，滿足時序的要求。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提出一種防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，其特征是包括諧振信號檢測電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器原邊繞組電壓信號；主電路工作狀態(tài)信號采樣電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器的工作狀態(tài)；有效信號累積電路，用于在所述有源箝位直流/直流變換器處于異常工作狀態(tài)或不工作狀態(tài)時，累積諧振采樣電路所采樣的原邊繞組電壓信號，生成累積信號，并且，當(dāng)在設(shè)定時間內(nèi)沒有收到原邊繞組電壓信號時，使累積信號復(fù)位；判斷電路，用于在所述累積信號達到設(shè)定值時輸出一個控制信號，該控制信號用于關(guān)斷有源箝位直流/直流變換器的PWM主控制電路。
所述諧振信號檢測電路包括感應(yīng)于變換器原邊繞阻的輔助繞阻和串聯(lián)于輔助繞阻的單向?qū)ㄆ骷?；主電路工作狀態(tài)信號采樣電路包括晶體管，其控制極接于變換器的PWM主控制電路，其主電流導(dǎo)通極接于單向?qū)ㄆ骷妮敵龆撕偷刂g，有效信號累積電路包括充電電容和與其并聯(lián)的放電電阻，二者并聯(lián)后接于單向?qū)ㄆ骷妮敵龆撕偷刂g；所述判斷電路包括比較器，其兩個輸入端分別接參考電壓和充電電容遠地端，其輸出端接變換器PWM主控制電路。
所述放電電阻與充電電容構(gòu)成的放電時間常數(shù)遠大于充電電阻與充電電容構(gòu)成的充電時間常數(shù)，或者充電電阻上的平均充電電流大于放電電阻上的放電電流，從而使充電電容在反復(fù)充電時其端電壓能夠不斷累積。
由于采用了以上的方案，累積信號電平的高低間接反映了關(guān)機后變換器輸入電源電壓的情況。當(dāng)關(guān)機后輸出電容上存儲的能量向原邊反饋的比較多，則主電路諧振時間比較長，輸入電源電壓和累積信號都升高比較多，而累積信號高到一定程度就會使變換器的使得PWM主控制電路關(guān)斷，因此因為諧振引起的輸入電源電壓的升高不會導(dǎo)致變換器進入重啟動，輸出電壓波形也就不會出現(xiàn)反彈。通過調(diào)整累積信號的及時復(fù)位，也能模擬輸入電源電壓在諧振停止后的回落情況，使所述比較器電路及時翻轉(zhuǎn)PWM主控制電路關(guān)斷信號，主控制電路處于可工作狀態(tài)。本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低，效率高。


圖1a為現(xiàn)有技術(shù)中常用的有源箝位電路；圖1b為現(xiàn)有技術(shù)中常用的有源箝位電路正常工作和關(guān)機后的波形圖；圖2a為本發(fā)明的防止有源箝位電路關(guān)機后重啟動電路實施例；圖2b為本發(fā)明的典型工作圖。
圖3a、3b、3c是本發(fā)明實施例二的三種電路示意圖。
圖4是本發(fā)明實施例三示意圖。
具體實施例方式下面通過具體的實施例并結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細的描述。
如上所述，本發(fā)明的基本構(gòu)思是，檢測有源箝位電路關(guān)機后主電路LC的諧振情況，若關(guān)機后主電路諧振次數(shù)較多，則該檢測電路通過屏蔽主控制電路中的PWM信號，使直流/直流變換器短時間內(nèi)不會重新進入工作，輸出電壓就不會發(fā)生反彈。
實施例一圖2a是本發(fā)明的典型實施例。本例中，所述有效信號累積電路是由計時信號(Vsig)產(chǎn)生電路組成，判斷電路是由比較器電路組成，主電路工作狀態(tài)信號采樣電路是由屏蔽電路組成，換句話說，本例中所述防止有源箝位電路關(guān)機后重啟動電路包括諧振信號(Vres)檢測電路、計時信號(Vsig)產(chǎn)生電路和比較器電路。所述諧振信號(Vres)通過二極管采自于變壓器繞組，所述計時信號(Vsig)反映了關(guān)機后主電路LC的諧振時間，計時信號(Vsig)和一個參考電壓基準(zhǔn)(Vref)分別接與比較器的兩個輸入端，比較器輸出端接PWM主控制電路的工作狀態(tài)控制輸入端。通過二極管采自于變壓器繞組的諧振信號(Vres)同步于PWM信號，在變換器正常工作時PWM信號將諧振信號(Vres)屏蔽；關(guān)機后諧振信號(Vres)使計時信號(Vsig)升高，并通過比較器電路在主電路諧振期間將PWM主控制電路處于“關(guān)斷”狀態(tài)。
所述諧振信號(Vres)檢測電路包括一變壓器輔助繞組Vf和二極管D2；所述計時信號(Vsig)產(chǎn)生電路包括R5、R6、C3組成的計時電路，R3、R4、Q1組成屏蔽電路；所述比較器電路在本實施例中采用運放U1A，該運放正輸入端為一參考電壓基準(zhǔn)(Vref)，運放負輸入端接計時信號(Vsig)，運放輸出端接PWM主控制電路的工作狀態(tài)控制輸入端，當(dāng)運放輸出端SHUT信號為高電平時，PWM主控制電路可以工作，當(dāng)SHUT信號為低電平時，PWM主控制電路處于“關(guān)斷”狀態(tài)。所述采樣諧振信號(Vres)的變壓器繞組可直接利用輔助電源繞組，參考電壓基準(zhǔn)(Vref)也可采用PWM主控制電路中的基準(zhǔn)電壓。變換器正常工作時所述電路對變換器工作沒有影響。
圖2a中電路的主要信號波形如圖2b所示，在直流/直流變換器正常工作時，在t1時刻，PWM1為高電平，主管S1導(dǎo)通，變壓器原邊繞組電壓波形Vp為正向電平，此時，變壓器輔助繞組Vf波形也感應(yīng)為正向電平，但此時因PWM1為高電平，Q1導(dǎo)通，計時信號Vsig為低電平；在t2時刻，PWM1為低電平，Q1關(guān)斷，主管S1關(guān)斷，此時原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf為負，由于D2的隔離作用，諧振信號Vres為低電平，因此此時計時信號Vsig仍為低電平。所以在正常工作時，Vsig一直保持低電平，運放U1A輸出端SHUT信號一直為高電平，對PWM主控制電路的工作沒有影響。在t3時刻，Vin降低至變換器的輸入欠壓點Uuv后，主控制電路關(guān)閉PWM信號，如前所述，箝位管S2仍保持長期導(dǎo)通，箝位電容Cc和原邊勵磁電感開始諧振，在t4時刻，原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf諧振至正電平，此時因PWM1信號被關(guān)閉，Q1關(guān)斷，諧振信號Vres通過電阻R5向電容C3充電，計時信號Vsig開始上升；在t5時刻，原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf諧振至零電平，計時信號Vsig通過電阻R6放電，因R6阻值較大，所以放電比較緩慢，這樣放電電阻R6與充電電容C3構(gòu)成的放電時間常數(shù)遠大于充電電阻R5與充電電容C3構(gòu)成的充電時間常數(shù)，或者也可以說，充電電阻R5上的平均充電電流大于放電電阻R6上的放電電流，從而使充電電容C3在反復(fù)充電時其端電壓能夠不斷累積。如主電路中LC諧振繼續(xù)，則電容C3反復(fù)被充電，并在t6時刻高于參考電壓基準(zhǔn)Vref，運放輸出端SHUT信號翻轉(zhuǎn)為低電平，PWM主控制電路處于“關(guān)斷”狀態(tài)，此后即使從副邊反饋到原邊的能量把Vin抬高到Vuv電平以上，直流/直流變換器也不會進入重啟動，保證輸出電壓波形關(guān)機后單調(diào)下降。在副邊輸出電容電壓下降接近零電平時，主電路中LC諧振也逐漸停止，輸入端電壓Vin逐漸回路至Vuv以下，同時，因主電路諧振停止后電容C3不再有充電，于是電容C3通過電阻R6逐漸放電至Vref電平以下，運放U1a輸出端SHUT信號翻轉(zhuǎn)為高電平，PWM主控制端處于可工作狀態(tài)。
實施例二如圖3a、3b、3c所示，本例是在實施例一的基礎(chǔ)上稍做改動將輔助繞阻的繞線方向反向，從而使其所感應(yīng)的電壓與原邊繞阻上所產(chǎn)生的電壓正好相反，也同樣可以達到發(fā)明目的。此時需二極管D2的方向反向，屏蔽電路Q1之間加反相器，并且比較器的兩個輸入端對調(diào)。
如圖3a，繞組反向，二極管也反向，則諧振信號采樣電路采得的是一個負信號，則比較器的基準(zhǔn)也必須是一個負基準(zhǔn)，即負的越多表示諧振時間越長。屏蔽電路Q1要屏蔽一個負信號也比較復(fù)雜，需用一個P溝道MOS管。
如圖3b，因采樣信號有個充放電過程，Q1屏蔽時間不必要很精確，可用PWM2后面的信號。
如圖3c，如果輔助繞組反向，二極管不反向，則相當(dāng)于采用諧振信號的另一波頭，只要屏蔽電路的控制信號反向就可以。
實施例三如圖4所示，本例與實施例一、二相比有較大不同它是把計時電路部分改成純計數(shù)器方式，以上升或下降沿有效，則D2可省去；以計數(shù)數(shù)值的大小決定翻轉(zhuǎn)，則比較器也可省去，以PWM1的有無決定計數(shù)是否有效，則Q1也可省去?？梢?，在本例中，所述有效信號累積電路和判斷電路這兩部分電路是由計數(shù)器電路單獨實現(xiàn)。
本發(fā)明專利公開的防止有源箝位電路關(guān)機后重啟動電路已為實驗所證實，所述電路被用在36～75V直流輸入，3.3V/20A直流輸出的DC/DC電源中，在任何輸入電壓波形下，在各種環(huán)境條件下，在各種外接輸出電容條件下，關(guān)機后輸出電壓均能實現(xiàn)單調(diào)下降，無重啟動。
以上通過實施例對本發(fā)明進行了說明，但本發(fā)明不并限定與此，凡在不違背本發(fā)明的精神和內(nèi)容說作的改進或替換，應(yīng)被視為屬于本發(fā)明的保護范圍。比如，雖然在實施例中，主電路工作狀態(tài)信號采樣電路由屏蔽電路實現(xiàn)，但并不限于此，而且屏蔽電路又有多種形式；在實施例一、二中，有效信號累積電路由計時電路實現(xiàn)，而在實施例三中，有效信號累積電路和判斷電路一體式地由計數(shù)器電路實現(xiàn)，但其實現(xiàn)方式仍不限于這兩種，如此等等。
權(quán)利要求
1.一種防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，其特征是包括諧振信號檢測電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器原邊繞組電壓信號；主電路工作狀態(tài)信號采樣電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器的工作狀態(tài)；有效信號累積電路，用于在所述有源箝位直流/直流變換器處于異常工作狀態(tài)或不工作狀態(tài)時，累積諧振采樣電路所采樣的原邊繞組電壓信號，生成累積信號，并且，當(dāng)在設(shè)定時間內(nèi)沒有收到原邊繞組電壓信號時，使累積信號復(fù)位；判斷電路，用于在所述累積信號達到設(shè)定值時輸出一個控制信號，該控制信號用于關(guān)斷有源箝位直流/直流變換器的PWM主控制電路。
2.如權(quán)利要求1所述的防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，其特征是所述諧振信號檢測電路包括感應(yīng)于變換器原邊繞阻的輔助繞阻和串聯(lián)于輔助繞阻的單向?qū)ㄆ骷?D2)；主電路工作狀態(tài)信號采樣電路包括晶體管(Q1)，其控制極接于變換器的PWM主控制電路，其主電流導(dǎo)通極接于單向?qū)ㄆ骷?D2)的輸出端和地之間，有效信號累積電路包括充電電容(C3)和與其并聯(lián)的放電電阻(R6)，二者并聯(lián)后接于單向?qū)ㄆ骷?D2)的輸出端和地之間；所述判斷電路包括比較器(U1A)，其兩個輸入端分別接參考電壓(Vref)和充電電容(C3)遠地端，其輸出端接變換器PWM主控制電路。
3.如權(quán)利要求2所述的防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，其特征是所述放電電阻(R6)與充電電容(C3)構(gòu)成的放電時間常數(shù)遠大于充電電阻(R5)與充電電容(C3)構(gòu)成的充電時間常數(shù)，或者充電電阻(R5)上的平均充電電流大于放電電阻(R6)上的放電電流，從而使充電電容(C3)在反復(fù)充電時其端電壓能夠不斷累積。
全文摘要
本發(fā)明公開一種防止有源箝位直流/直流變換器關(guān)機后重啟動的電路，包括諧振信號檢測電路、主電路工作狀態(tài)信號采樣電路、有效信號累積電路、判斷電路。當(dāng)關(guān)機后輸出電容上存儲的能量向原邊反饋的比較多，則主電路諧振時間比較長，輸入電源電壓和累積信號都升高比較多，而累積信號高到一定程度就會使變換器的PWM主控制電路關(guān)斷，因此因為諧振引起的輸入電源電壓的升高不會導(dǎo)致變換器進入重啟動，輸出電壓波形也就不會出現(xiàn)反彈。通過調(diào)整累積信號的及時復(fù)位，也能模擬輸入電源電壓在諧振停止后的回落情況，使所述比較器電路及時翻轉(zhuǎn)PWM主控制電路關(guān)斷信號，主控制電路處于可工作狀態(tài)。
文檔編號H02M1/00GK1725613SQ20051002128
公開日2006年1月25日 申請日期2005年7月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月13日
發(fā)明者是亞明, 王智勇 申請人:艾默生網(wǎng)絡(luò)能源有限公司