專利名稱：可變速的無刷直流電機驅動電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無刷直流電機(BLDC)的電機驅動，尤其涉及在三相脈寬調制(PWM)BLDC電機驅動中使開關耗損最小化。
背景技術：
通常，使用兩種截然不同的驅動(六步梯形驅動(six-steptrapezoidal drive)和PWM驅動)來驅動多相BLDC電機。在使用六步梯形驅動時，通過利用以高頻操作的預調整器控制直流(DC)供電電壓來進行速度調整。在使用PWM驅動時，通過控制伏-秒交流(AC)輸出來進行速度調整。也就是說，以高頻對DC供電電壓進行PWM來獲得上述速度調整。
通過商業(yè)的途徑可以得到幾種六步無刷驅動。這些驅動的代表是來自菲利普半導體制造商(Philips Semiconductors)的TDA5142T集成電路(IC)10，如圖1中的BLDC電機驅動電路所示。這些IC 10直接驅動與BLDC電機12連接的功率絕緣柵雙極晶體管(IGBT)14。
兩種驅動，即六步梯形驅動和PWM驅動，都需要能夠以高頻率運行的功率IGBT，因此這兩種驅動都具有顯著的開關效率耗損。
因此，本發(fā)明的一個目的在于，提供一種三相PWM BLDC電機驅動電路，能夠最小化IGBT或以高頻運行的其他類型的晶體管的開關效率耗損。

發(fā)明內容
本發(fā)明的BLDC驅動電路組合了六步梯形驅動和PWM驅動的最佳特征。因此，本發(fā)明的BLDC驅動電路的特征包括(a)六步驅動器的非常低的開關傳導耗損，以及(b)無需高頻IGBT開關的AC輸出的PWM。這些特征使得本發(fā)明的BLDC驅動電路能夠使用在以電機頻率運行時具有較低傳導耗損和低開關效率耗損的標準速度IGBT。此外，本發(fā)明的BLDC驅動電路使得產(chǎn)生的總驅動效率最大化。
無傳感器的換向控制通過檢測未激勵電機繞組中的反電動勢(EMF)的零相交來運行。這些條件生成用于優(yōu)化電機的換向的定時脈沖。在啟動的過程當中，在沒有生成反EMF時，驅動輸出由頻率斜升(ramp-up)來計時，直到產(chǎn)生反EMF為止。
除了直接驅動IGBT，本發(fā)明的BLDC驅動電路輸出觸發(fā)延遲，使IGBT在電機的各個換向時刻導電時間減少。通過減少IGBT的導通時間，BLDC驅動電路有效減少了伏-秒輸出，以此控制電機速度。
伏-秒控制能夠在開環(huán)系統(tǒng)中執(zhí)行，在該開環(huán)系統(tǒng)中，電機速度由模擬控制電壓源控制。作為一種選擇，伏-秒控制能夠在閉環(huán)系統(tǒng)中執(zhí)行，在閉環(huán)系統(tǒng)中，電機速度根據(jù)線路和負載變化來調整。
本發(fā)明的可變速的BLDC驅動電路包括多個高邊和低邊開關，例如，耦合在配置用于使BLDC電機換向的三相橋路結構中的絕緣柵雙極晶體管(IGBT)，所述橋路中的每一相連接至電機的相應相。該電路還包括控制器，用于為高邊和低邊IGBT的每一個提供驅動信號，所述信號根據(jù)檢測到的對應于與未激勵電機繞組相對應的各個橋路相位的輸出的反電動勢(EMF)零相交而提供。
此外，所述電路包括速度控制回路，用于通過DC總線電壓的脈寬調制(PWM)來控制電機，以獲得恒定的電機速度。速度控制回路包括脈沖電路，例如，雙重單穩(wěn)態(tài)多頻振蕩器，用于接收從控制器提供至高邊IGBT的信號的上升沿；多個高邊驅動器，用于控制高邊IGBT，所述多個高邊IGBT中的每一個耦合到各自的高邊驅動器，以及多個門控電路，其從多頻振蕩器接收脈沖信號，以及從控制器接收用于高邊IGBT的信號，并為高邊驅動器中的每一個(對它們相應的高邊IGBT進行換向)提供PWM信號。
本發(fā)明的其他特征和有益效果在參照相應的附圖進行下面的描述后，將變得顯而易見。


圖1是現(xiàn)有技術中的采用TDA5142T IC的BLDC電機驅動電路的示意電路圖；圖2是本發(fā)明的BLDC電機驅動電路的示意電路圖；圖3A、3B和3C分別示出了分別在最小、中等和高度調制時的相位A低邊IGBT的Vge、相位A低邊IGBT的Vce以及電機相位A電流的波形(6步波形)；圖4A和4B是分別示出了用于60瓦特和300瓦特單元的5KHz微處理器控制的PWM電壓和電流波形的圖；圖5A是表示IGBT傳導損耗與使用表1中輸入功率的值相比的圖；圖5B是表示效率作為表2中示出的電機速度和輸入功率的函數(shù)的圖；圖5C是用于現(xiàn)有技術(圖1)和根據(jù)本發(fā)明的電機頻率PWM的5KHz微處理器控制的總IGBT損耗與輸入功率相比的圖。
具體實施例方式
圖1表示在各種應用(包括制冷)中使用的典型的三相300瓦特無刷直流(BLDC)電機驅動集成電路(IC)10。微處理器或數(shù)字信號處理器(DSP)可用來對BLDC電機驅動IC 10的引腳1、2、4、5、23和24的輸出信號進行脈寬調制(PWM)。這些PWM信號用來驅動功率絕緣柵雙極晶體管(IGBT)14，IGBT 14提供用于啟動和運行電機12的功率。在使波形失真最小所需的頻率和使產(chǎn)生的電磁干擾/射頻干擾(EMI/RFI)最小所需頻率之間折衷選擇用于這種三相BLDC電機驅動IC 10的PWM頻率，通常為4KHz到16KHz之間的某個頻率。
另一方面，六步驅動以通常為40到300Hz范圍內的頻率運行電機，并且通過需要額外金屬氧化物半導體門開關的直流(DC)總線電壓控制來實現(xiàn)速度調整。
圖2示出了本發(fā)明的BLDC電機控制電路20?？刂齐娐?0將三相PWM BLDC電機驅動(如圖1所示)和六步驅動的最佳特性相結合。本發(fā)明的控制電路20是以電機頻率進行PWM的六步驅動，因此，無需使用微控制器就能夠幾乎消除IGBT的開關功率損耗，并使三相BLDC電機驅動控制電路20的總效率最大。
本發(fā)明使用被設計成能夠驅動低壓金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)或IGBT的三相15伏的BLDC電機驅動IC 10。例如，可以使用以上參照圖1描述的菲利普TDA 5142T作為BLDC電機驅動IC 10。IC 10的引腳1、5和23提供用于驅動三個低邊N溝道器件AL、BL和CL的輸出信號。而IC 10的引腳2、4和24提供用于驅動三個高邊P溝道器件AH、BH和CH的輸出信號。低邊和高邊器件A、B和C(例如，國際整流器公司的具有超快軟恢復的二極管IRG4BC20SD的IGBT)耦合到三相橋路結構22中。
BLDC電機驅動IC 10提供初始轉子定位，并且提供加速控制，用于啟動在相位A、B和C連接到三相橋路22的BLDC電機(未示出)。然后，對DC總線電壓進行調制的速度控制回路對電機進行控制，以獲得恒定速度。由外部電容選擇啟動斜升dfreq/dt，直到電機產(chǎn)生反EMF，反EMF然后在IC 10分別對應于相位A、B和C的比較器輸入引腳19、20和21被檢測到，并用來使電機最佳地換向。
換向次數(shù)是由未激勵的電機繞組的反EMF的零相交來確定的。在正常運行中，三相A、B和C的其中之一連接至正總線，另一相連接至負總線，而第三相是可用來檢測零相交的開路。
如上所述，來自引腳1、5和23的三個低邊輸出信號直接驅動低邊的600V IGBT AL、BL和CL。來自引腳2、4和24的三個高邊輸出信號在相應的兩個輸入或非門28A、28B或28C中進行處理?；蚍情T的輸出輸送至三個相應的高邊驅動器26A、26B和26C(例如，國際整流器公司的IR2117 IC)。
或非門28A、28B或28C的第二輸入由雙重單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器IC30(例如，仙童半導體公司(Fairchild Semiconductor Corporation)的CD4538IC)提供。IC 30的運行由來自BLDC電機驅動IC 10的引腳2、4和24的三個高邊信號中每一個的上升沿來觸發(fā)。IC 30的定時電路由外部DC電壓和定時電容來控制。IC 30的輸出脈沖(以電機頻率三倍的頻率)提供作為或非門28A、28B或28C的第二輸入?；蚍情T產(chǎn)生所需的PWM輸入信號，這些信號通過高邊驅動器26A、26B和26C而對三個高邊IGBTAH、BH和CH進行調制。然后，PWM輸入信號由來自脈沖電路30的脈沖延遲，從而對提供至高邊開關的柵極的信號以電機頻率進行脈寬調制。
圖3A、3B和3C表示用來控制電機功率的PWM的波形。相電壓和相電流的波形是在最小調制(高功率)、中等調制以及幾乎最大調制(即，最小功率輸入)時獲取的。在圖3A、3B和3C中，曲線Tr1表示在20V/div時的相位A低邊IGBT的Vge電壓；曲線Tr2表示在50V/div時的相位A低邊IGBT的Vce電壓；而曲線Tr3表示在2A/div時的電機相位A電流。
圖3C表示具有最大調制的56瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。圖3B表示具有中等調制的160瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。最后，圖3A表示具有高度調制的300瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。圖3A、3B和3C清晰地示出了用以控制電機功率的漸進的(progressive)PWM電機頻率調制。
回到圖2，流經(jīng)每個電機繞組的電流經(jīng)由三相橋路中處于不同運行階段的兩個導通相A、B或C瞬時獲得，而第三相是用來檢測相位換向的零電壓相交點的開路。三個低邊IGBT AL、BL和CL被驅動為正常的120°導通角，而相電流僅在相應的高邊IGBT(即，AH、BH和CH)導通時才能流動，并且正是這一相應的高邊IGBT由減小的脈寬進行調制，通常為3000RPM的45°到105°，并且在速度較小時成比例地增加。
在速度非常小時，這一限制可能成為過度的轉矩脈動(torqueripple)。但是，對于不需要速度非常小的壓縮機負載來說，這一限制不會引起問題。典型的制冷壓縮機/空調壓縮機以3∶1的速度比運行，例如，對于六極電機來說為50到150Hz或1000到3000RPM。
為了比較，圖4A示出了60瓦特、5KHz、微處理器控制的PWM電壓和電流波形，圖4B示出了300瓦特、5KHz、微處理器控制的PWM電壓和電流波形。
對電路20執(zhí)行測試，以對本發(fā)明進行評估。如上所述，在這些測試中，由DC電源32為IGBT 22供應功率，由第二電源34供應15V和9mA(0.135W)的輔助功率。BLDC電機(未示出)經(jīng)由數(shù)字多相瓦特計(例如，Yokogawa WT1600)連接至相A、B和C。電機由單獨激勵的DC發(fā)電機加載。對該DC發(fā)電機的場電流進行調節(jié)，以將來自IGBT的功率控制為56W到300W。
在第一測試期間，BLDC電機的頻率維持在100Hz(4極，3000RPM)。在表1中示出的上述測試的結果顯示了效率隨負載電流的變化。這些結果進一步表示了在開關損耗很小而且恒定的情況下，典型的IGBT傳導損耗。
表1

圖5A示出了記錄在表1中的作為相應的DC輸入功率值(同樣記錄在表1中)的函數(shù)的IGBT傳導開關損耗值的圖。該圖示出了所表示的IGBT傳導損耗是相當小且恒定的。該圖還示出了在55到307瓦特的DC功率輸入的整個范圍內，電路20的總效率基本維持為恒定的97.8％。
表2示出了另一個測試的結果，其中，電機負載與電機速度成比例，DC發(fā)電機負載的場激勵保持為恒定。因此，轉矩與電機DC輸入功率成正比，而與每分鐘的轉數(shù)(RPM)成反比。這一測試模擬了具有大約2∶1輸入功率范圍的空調系統(tǒng)中的實際壓縮機運行。
表2

圖5B示出了表示IGBT的總效率或者52.93Hz(1588RPM)到99.4Hz(2982RPM)的電機速度的值(在表2中列出)作為116W到302W的DC輸入功率(同樣記錄在表2中)的函數(shù)的圖。
在第三測試中，對300W、5KHz、微控制器驅動的BLDC驅動電路10(如圖1所示)執(zhí)行測試，作為與上述兩個評估的比較基準。第三測試的條件與對電路20的測試非常匹配。在100Hz(3000RPM)的速度、121VDC的DC總線電壓的條件下使用相同的無傳感器BLDC電機和IGBT。該測試的結果在表3中列出。
表3

本發(fā)明的電機頻率PWM電路的優(yōu)良性能可從記錄在表1中的結果和記錄在表3中的結果之間的比較而清晰地看出。本發(fā)明的具有創(chuàng)造性的電路20使IGBT的傳導損耗降低，從而使得在60瓦特時的效率是97.7％(對比95.4％)，以及在300瓦特時的效率是97.9％(對比96.36％)。此外，本發(fā)明在使用IGBT(例如，國際整流器公司的TO-220 100V功率MOSFET)時不需要使用散熱器。在三相模塊中，由于封裝尺寸較小以及產(chǎn)生的功率密度較大，因此仍然需要使用散熱器。
圖5C表示了在圖1中的、使用微處理器來產(chǎn)生PWM輸出信號以控制IGBT的、在第三測試中使用的基準電路(顯示了較高的IGBT損耗)與本發(fā)明的電機頻率PWM電路20之間的開關傳導損耗的區(qū)別。
雖然已經(jīng)參照特定的實施方案對本發(fā)明進行了描述，但是對于本領域技術人員來說，許多其它的變化和修訂以及使用是顯而易見的。因此，本發(fā)明不應受到本文的具體公開的限制。
權利要求
1.一種可變速的無刷直流(BLDC)電機驅動電路，包括多個高邊受控開關和低邊受控開關，耦合在用于使BLDC電機換向的三相橋路結構中，所述橋路中的每一相連接至所述電機的相應相；控制器，用于提供驅動信號，以驅動所述高邊開關和低邊開關中的每一個；速度控制回路，用于通過DC總線電壓的PWM控制所述電機，以獲得恒定的電機速度，所述速度控制回路包括脈沖電路，接收由所述控制器提供的所述驅動信號，用于控制所述高邊開關，以及用于提供與期望得到的電機速度相關的脈沖信號；多個高邊驅動器，用于驅動所述高邊開關，所述多個高邊開關中的每一個耦合到各自的高邊驅動器；以及多個門控電路，其每一個從所述脈沖電路接收脈沖信號，以及從所述控制器接收用于各高邊控制器的驅動信號，用于生成脈沖持續(xù)時間由來自所述脈沖電路的所述脈沖信號確定的脈寬調制(PWM)控制信號，以此驅動各個所述高邊驅動器來調制它們各自相應的高邊開關。
2.如權利要求1所述的電路，其中，所述開關是絕緣柵雙極晶體管(IGBT)。
3.如權利要求2所述的電路，其中，所述低邊IGBT是N溝道器件，所述高邊IGBT是P溝道器件。
4.如權利要求1所述的電路，其中，所述控制器進一步提供用于啟動所述電機的初始轉子定位和加速控制。
5.如權利要求4所述的電路，其中，響應于對反電動勢(EMF)零相交的檢測而提供所述信號，所述反電動勢的零相交與各個橋路相位的輸出相對應，所述各個橋路相位的輸出與未激勵電機繞組相對應。
6.如權利要求5所述的電路，其中，所述控制器進一步從所述三相橋路中的每一相接收多個信號，所述信號用于檢測所述電機的未激勵繞組的反EMF零相交，用于提供換向次數(shù)。
7.如權利要求6所述的電路，其中，在所述電機生成反EMF之前，外部電容選擇所述控制器的啟動斜升dfreq/dt。
8.如權利要求5所述的電路，其中，在啟動期間，在沒有生成的反EMF時，驅動器輸出由頻率斜升來計時，直到產(chǎn)生反EMF為止。
9.如權利要求1所述的電路，其中，所述控制器是集成電路(IC)。
10.如權利要求9所述的電路，其中，所述IC是三相、15伏、BLDC電機驅動IC。
11.如權利要求1所述的電路，其中，所述脈沖電路的運行是由從所述控制器到所述高邊開關的所述信號的上升沿來觸發(fā)的。
12.如權利要求11所述的電路，其中，所述脈沖電路以電機頻率三倍的頻率輸出所述脈沖信號。
13.如權利要求12所述的電路，其中，所述脈沖電路的定時電路由外部DC電壓和定時電容來控制。
14.如權利要求1所述的電路，其中，在所述電機的各個換向時刻，所述PWM信號調節(jié)開關導通電流的時間。
15.如權利要求14所述的電路，其中，所述開關導通時間的調節(jié)對控制所述電機速度的伏-秒輸出進行調節(jié)。
16.如權利要求14所述的電路，其中，所述伏-秒調節(jié)在開環(huán)系統(tǒng)中執(zhí)行，在所述開環(huán)系統(tǒng)中，所述電機速度由模擬控制電壓源來控制。
17.如權利要求14所述的電路，其中，所述伏-秒調節(jié)在閉環(huán)系統(tǒng)中執(zhí)行，在所述閉環(huán)系統(tǒng)中，所述電機速度根據(jù)線路和負載變化來調節(jié)。
18.如權利要求1所述的電路，其中，所述開關的傳導損耗被最小化，所述電機的總效率被最大化。
19.如權利要求1所述的電路，其運行制冷壓縮機/空調壓縮機，所述壓縮機對于六步電機以約3∶1的速度比運行。
20.如權利要求1所述的電路，其中，所述脈沖電路是雙重單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。
21.如權利要求1所述的電路，其中，所述門控電路包括兩個輸入或非門。
22.一種用于在可變速的BLDC電機驅動電路中，使用DC總線電壓的脈寬調制(PWM)來控制無刷直流(BLDC)電機，以獲得恒定電機速度的方法，所述方法包括檢測反電動勢(EMF)的零相交，所述反電動勢的零相交與各個橋路相位的輸出相對應，而所述各個橋路相位的輸出與所述電機的未激勵繞組相對應；為多個高邊開關和低邊開關中的每一個提供控制信號，所述高邊開關和低邊開關耦合在用于使所述電機換向的三相橋路結構中，所述低邊開關直接接收所述信號；以及對于各個高邊開關對所述信號以及由接收所述控制信號的脈沖電路提供的脈沖信號執(zhí)行門控操作，以產(chǎn)生用于各個高邊開關的、脈沖持續(xù)時間由來自所述脈沖電路的所述脈沖信號確定的控制PWM信號；以及用所述PWM信號驅動所述高邊開關，其中，在所述電機的各個換向時刻，所述PWM信號調節(jié)開關導通電流的時間。
全文摘要
公開了一種可變速的無刷直流(BLDC)電機驅動電路。該電路包括多個高邊和低邊受控開關，耦合在用于使BLDC電機換向的三相橋路結構中，該橋路中的每一相連接至電機的相應相；控制器，用于提供驅動各高邊和低邊開關的驅動信號；速度控制回路，通過DC總線電壓的PWM控制電機，以獲得恒定電機速度。速度控制回路包括脈沖電路，接收用于控制高邊開關的驅動信號，并提供與期望電機速度相關的脈沖信號；多個高邊驅動器，用于驅動高邊開關，各高邊開關耦合到各自的高邊驅動器；多個門控電路，每一個從脈沖電路接收脈沖信號，從控制器接收驅動信號，用于生成脈沖持續(xù)時間由脈沖信號確定的PWM控制信號，以此驅動各個高邊驅動器來調制它們各自相應的高邊開關。
文檔編號H02P6/08GK1848663SQ20061007260
公開日2006年10月18日 申請日期2006年4月5日 優(yōu)先權日2005年4月5日
發(fā)明者彼復·N·伍德 申請人:國際整流器公司