專利名稱：交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流的控制方法，尤其是一種適用于電網(wǎng)電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法。
背景技術(shù)：
現(xiàn)代大型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要有雙饋異步發(fā)電機(jī)(DFIG)和永磁同步發(fā)電機(jī)兩種類型，為提高發(fā)電效率，均實(shí)行變速恒頻發(fā)電運(yùn)行，其中DFIG系統(tǒng)是當(dāng)前的主流機(jī)型。目前我國(guó)的風(fēng)電技術(shù)大多停留在理想電網(wǎng)條件下的運(yùn)行控制，由于實(shí)際電網(wǎng)經(jīng)常有各類對(duì)稱、不對(duì)稱故障發(fā)生，因此必須開展電網(wǎng)故障下的運(yùn)行控制研究并提出相應(yīng)控制方法。近年來國(guó)際上DFIG風(fēng)電運(yùn)行技術(shù)的研究多集中在對(duì)稱故障下的運(yùn)行控制與穿越運(yùn)行，但電網(wǎng)不對(duì)稱故障更為頻繁、幾率更大，因此DFIG故障運(yùn)行研究已從對(duì)稱故障向不對(duì)稱故障延伸。這是因?yàn)镈FIG控制系統(tǒng)中若未曾考慮電網(wǎng)電壓的不平衡，很小的不平衡電壓將造成定子電流的高度不平衡，致使定子繞組產(chǎn)生不平衡發(fā)熱，發(fā)電機(jī)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，導(dǎo)致輸向電網(wǎng)的功率發(fā)生振蕩。若風(fēng)電機(jī)組相對(duì)電網(wǎng)容量足夠大，這種缺乏不平衡電網(wǎng)電壓控制能力的風(fēng)電機(jī)組不得不從電網(wǎng)中解列，以防引發(fā)后續(xù)的更大電網(wǎng)故障。但從電網(wǎng)安全角度又要求風(fēng)電機(jī)組能承受最大達(dá)2％的穩(wěn)態(tài)和相對(duì)較大瞬態(tài)不平衡電壓而不退出電網(wǎng)，這就要求風(fēng)電機(jī)組能實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)故障穿越運(yùn)行。目前，國(guó)內(nèi)、外對(duì)這種不平衡電網(wǎng)電壓條件下DFIG發(fā)電機(jī)及相關(guān)勵(lì)磁變頻器的控制方法與實(shí)施方案研究很少，檢索到的相關(guān)專利和研究文章僅有 I.胡家兵，賀益康等.不平衡電網(wǎng)電壓條件下雙饋異步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的建模與控制.電力系統(tǒng)自動(dòng)化，2007，31(14)47-56. II.L Xu，and Y. Wang，“Dynamic Modeling and Control of DFIG Based WindTurbines under Unbalanced Network Conditions，”IEEE Trans.Power System，Vo1.22，No.1，pp.314-323，F(xiàn)eb.2007. III.CARTWRIGHTP，XU L.System controller tor e.g.wind powered doublyfed induction generator attached to wind turbine，has grid imbalance detector whichcontrols current to cancel imbalance in grid served by generators[Patent].PatentNumber.·GB2420456-A.Date.·20060524.Application Number.·GB025662.Date.·20041123. 不平衡電網(wǎng)電壓條件下，上述文獻(xiàn)所提出的控制方法(可稱為傳統(tǒng)方法)可用圖1來說明，DFIG5的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1，采用雙比例-積分調(diào)節(jié)器16分別對(duì)轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流作獨(dú)立控制。但為實(shí)現(xiàn)正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流的分別調(diào)節(jié)，必須首先獲得反饋轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分量，其處理過程是利用兩個(gè)電流霍爾傳感器2分別采集三相定、轉(zhuǎn)子電流信號(hào)，電壓霍爾傳感器7采集三相定子電壓信號(hào)，采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Isabc和Irabc，定子電壓信號(hào)Vsabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊3，轉(zhuǎn)換得到包含正、負(fù)序分量的綜合矢量Isαβs和Irrαβ，Vsαβs，其中Vsαβs、Isαβs分別通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊8，9轉(zhuǎn)換得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-(在電網(wǎng)電壓不平衡條件下)，Irαβr通過兩個(gè)不同的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10，11轉(zhuǎn)換，分別得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Irdq+、Irdq-(在電網(wǎng)電壓不平衡條件下)。該方法中采用了兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的陷波器來濾除信號(hào)Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-和Irdq+、Irdq-中2ωs頻率的交流成分，其中Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-通過第一個(gè)陷波器13-1分別獲得其正、負(fù)序分量Vsdq++、Vsdq--，Isdq++、Isdq--(直流量)；Irdq+、Irdq-通過第二個(gè)陷波器13-2分別獲得其正、負(fù)序分量Irdq++、Irdq--(直流量)。在此基礎(chǔ)上，定子磁鏈觀測(cè)器14獲取轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊15和反饋補(bǔ)償解耦模塊12所需的定子磁鏈分量ψsdq++、ψsdq--。根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG不同的控制目標(biāo)由轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊15計(jì)算獲得轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq-*-，并與第二個(gè)陷波器13-2輸出的反饋信號(hào)Irdq++、Irdq--比較獲得誤差信號(hào)，然后分別在正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中采用比例-積分器16對(duì)誤差信號(hào)作比例-積分調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后的信號(hào)經(jīng)反饋補(bǔ)償解耦模塊12補(bǔ)償解耦，獲得正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq++*、Vrdq--*，分別通過不同的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17，18轉(zhuǎn)換得到轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電壓參考值，并相加后得到空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)模塊19的參考信號(hào)Vrαβr*，經(jīng)過SVPWM模塊19調(diào)制獲得轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1中功率器件的開關(guān)信號(hào)以控制DFIG運(yùn)行，實(shí)現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓條件下DFIG正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的獨(dú)立閉環(huán)控制，達(dá)到所要求的控制目標(biāo)。
此外，該方法采用軟件鎖相環(huán)(PLL)6電路對(duì)電網(wǎng)電壓的頻率和相位進(jìn)行準(zhǔn)確檢測(cè)和跟蹤，轉(zhuǎn)子位置和速度采用編碼器4測(cè)定，為定、轉(zhuǎn)子電壓、電流信號(hào)實(shí)現(xiàn)正、反轉(zhuǎn)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換提供依據(jù)。
由上述分析過程可見，電網(wǎng)電壓不平衡條件下傳統(tǒng)DFIG控制方法的實(shí)質(zhì)是將不對(duì)稱系統(tǒng)分解成正、負(fù)序?qū)ΨQ分量系統(tǒng)后，再分別在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中實(shí)現(xiàn)d、q軸解耦控制。雖然轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中各自表現(xiàn)為直流量，分別采用兩個(gè)PI調(diào)節(jié)器即可實(shí)現(xiàn)無靜差獨(dú)立跟蹤控制，但控制實(shí)施的前提是已實(shí)現(xiàn)對(duì)采集轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分離。圖1所示傳統(tǒng)控制方法中正、負(fù)序分離普遍采用了2ωs頻率陷波器13(或低通濾波器或1/4電網(wǎng)電壓基波周期延時(shí)等)方法。分離中除引入延時(shí)外，控制系統(tǒng)的帶寬將受到影響，會(huì)造成動(dòng)態(tài)跟蹤誤差，動(dòng)態(tài)控制效果不理想。更有甚者，該電路無法區(qū)分電網(wǎng)電壓是平衡還是不平衡，是否需要進(jìn)行正、負(fù)序系統(tǒng)分解。如果DFIG運(yùn)行在嚴(yán)格電網(wǎng)電壓平衡狀態(tài)下，控制系統(tǒng)仍將采用陷波器來分離轉(zhuǎn)子變量，這將給系統(tǒng)正常控制帶來了不必要的延時(shí)，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)控制性能。
因此，亟需探索一種無延時(shí)的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流控制方法，以適應(yīng)電網(wǎng)平衡與不平衡條件下DFIG風(fēng)電機(jī)組的運(yùn)行控制。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在不平衡電網(wǎng)電壓下無需進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序分解的交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法。該方法在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡下亦不會(huì)因不必要的正、負(fù)序分解操作而引入控制延時(shí)，從而有效提高DFIG風(fēng)電系統(tǒng)在各類電網(wǎng)電壓條件下的運(yùn)行控制性能，確保供電電能質(zhì)量和電力系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定性及安全。
本發(fā)明的技術(shù)解決方案為交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法，包括以下步驟 (i)利用兩個(gè)電流霍爾傳感器分別采集三相定子電流Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Irabc，電壓霍爾傳感器采集三相定子電壓信號(hào)Vsabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號(hào)Vsabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)檢測(cè)出電網(wǎng)/定子電壓角頻率ωs和相位θs；與此同時(shí)采用編碼器檢測(cè)DFIG轉(zhuǎn)子位置θr及轉(zhuǎn)速ωr；以此為依據(jù)經(jīng)分別經(jīng)加減計(jì)算器計(jì)算得到滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Isabc、Irabc和定子電壓信號(hào)Vsabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊，得到包含正、負(fù)序分量的定子電壓綜合矢量Vsαβs，定、轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr； (iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊，分別獲得在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+，將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-； (v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ωs陷波器濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--； (vi)采用定子磁鏈觀測(cè)器獲取轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊計(jì)算所需正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補(bǔ)償解耦模塊進(jìn)行補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流量Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的負(fù)序交流成分Irdq--e-j2ωst； (viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊計(jì)算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值Irdq++*，Irdq--*經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)Irdq+比較獲得誤差信號(hào)ΔIrda+； (ix)轉(zhuǎn)子電流誤差信號(hào)ΔIrda+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-諧振控制器作比例-積分-諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號(hào)Urda+*經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中交-直軸間的交叉解耦和動(dòng)態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*； (x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號(hào)Vrαβr*，該信號(hào)經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊調(diào)制后，獲得控制DFIG運(yùn)行所需的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器功率器件開關(guān)信號(hào)Sa，Sb，Sc。
上述步驟(viii)中所說的控制目標(biāo)是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩恒定，或保持定子電流平衡或轉(zhuǎn)子電流平衡。
本發(fā)明所說的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-諧振控制器，包括一個(gè)比例環(huán)節(jié)、一個(gè)積分環(huán)節(jié)和一個(gè)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為ωp＝2ωs的諧振器，其中角頻率諧振器實(shí)現(xiàn)對(duì)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為2ωs的負(fù)序轉(zhuǎn)子電流成分的無限增益調(diào)節(jié)。
本發(fā)明的控制方法是基于正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的DFIG轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流無需分解、無延時(shí)控制。針對(duì)DFIG風(fēng)電系統(tǒng)不平衡電網(wǎng)電壓條件下不同的運(yùn)行控制目標(biāo)，通過不平衡電壓下轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流與有、無功功率指令的關(guān)系，首先確立正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值，并將其分別通過相應(yīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換成為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的包含正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流的全局指令值。控制中本發(fā)明無論在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡時(shí)均無需對(duì)轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)進(jìn)行正、負(fù)序分解，僅需通過對(duì)三相轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)作相應(yīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋量。該信號(hào)與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的全局指令值均表現(xiàn)為直流量和兩倍電網(wǎng)頻率交流量之和，對(duì)兩者進(jìn)行比較后，其誤差信號(hào)輸入到比例-積分-諧振(PIR)調(diào)節(jié)器，經(jīng)對(duì)比例-積分-諧振電流控制器調(diào)節(jié)后的輸出信號(hào)進(jìn)行反饋補(bǔ)償解耦，可得到正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值，再通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中的空間矢量脈寬調(diào)制用參考信號(hào)，經(jīng)過調(diào)制生成逆變器功率器件的脈寬調(diào)制開關(guān)信號(hào)，控制轉(zhuǎn)子側(cè)變換器的輸出電流波形和幅值，以實(shí)現(xiàn)DFIG的運(yùn)行控制目標(biāo)。
本發(fā)明的控制方法簡(jiǎn)單易行。相比于傳統(tǒng)的控制方法，無需增加額外的硬件檢測(cè)或控制環(huán)節(jié)，只需將傳統(tǒng)的正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序、雙比例-積分調(diào)節(jié)器替換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的單一比例-積分-諧振調(diào)節(jié)器。在轉(zhuǎn)子電流控制環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)，由于無需采用濾波器進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)的正、負(fù)序分解，不會(huì)因此引入分解延時(shí)，且所設(shè)計(jì)的PIR控制器中積分環(huán)節(jié)對(duì)直流成分有無限增益，而兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的諧振環(huán)節(jié)僅隊(duì)對(duì)兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的交流量有無限增益，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時(shí)獲得更大轉(zhuǎn)子電流閉環(huán)的控制帶寬，從而獲得穩(wěn)定的輸出、較小的穩(wěn)態(tài)誤差以及較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。采用該方法可使DFIG并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制，尤其在不平衡電網(wǎng)電壓條件下實(shí)現(xiàn)發(fā)電系統(tǒng)的增強(qiáng)控制目標(biāo)，有效提高該類風(fēng)電系統(tǒng)電網(wǎng)故障下的不間斷運(yùn)行(穿越)能力。
本發(fā)明方法除適用于DFIG風(fēng)電系統(tǒng)外，還能適用于其他采用高頻開關(guān)自關(guān)斷器件構(gòu)成的各類PWM控制形式的三相或單相并網(wǎng)逆變裝置在平衡與不平衡電網(wǎng)電壓條件下的有效控制，如太陽能、燃料電池發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)逆變裝置，柔性輸電系統(tǒng)的電力電子逆變裝置，以及調(diào)速電力傳動(dòng)中的雙饋電動(dòng)/發(fā)電機(jī)用變流裝置的有效控制。
圖1是不平衡電網(wǎng)電壓條件下，交流勵(lì)磁雙饋異步發(fā)電機(jī)傳統(tǒng)控制方法原理圖。
圖2是本發(fā)明的交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法原理圖。
圖3是本發(fā)明中的比例-積分-諧振控制器的原理圖。
圖4是圖2中將正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq++*、Irdq--*轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的指令值Irαβs*的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊示意圖。
圖5為電網(wǎng)電壓瞬態(tài)不平衡條件下，采用傳統(tǒng)控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉(zhuǎn)子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)定子輸出有功功率(pu)；(e)定子輸出無功功率(pu)；(f)DFIG電磁轉(zhuǎn)矩(pu)；(g)轉(zhuǎn)子d軸正序電流Ird++*和Ird++(pu)；(h)轉(zhuǎn)子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(i)轉(zhuǎn)子d軸負(fù)序電流Ird--*和Ird--(pu)；(j)轉(zhuǎn)子q軸負(fù)序電流Irq--*和Irq--(pu)。
圖6為電網(wǎng)電壓瞬態(tài)不平衡條件下，采用本發(fā)明控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉(zhuǎn)子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)定子輸出有功功率(pu)；(e)定子輸出無功功率(pu)；(f)DFIG電磁轉(zhuǎn)矩(pu)；(g)轉(zhuǎn)子d軸正序電流Ird++*和Ird++*(pu)；(h)轉(zhuǎn)子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(i)轉(zhuǎn)子d軸負(fù)序電流Irq--*和Irq--(pu)；(j)轉(zhuǎn)子q軸負(fù)序電流Irq--*和Irq--(pu)。
圖7為定子靜止αsβs坐標(biāo)系、轉(zhuǎn)子速旋轉(zhuǎn)αrβr坐標(biāo)系和正、反轉(zhuǎn)同步速ωs旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系間的矢量關(guān)系圖。
具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖和實(shí)施實(shí)例對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步說明。
圖2是采用本發(fā)明提出的交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法的原理圖，包括控制對(duì)象DFIG5，與DFIG轉(zhuǎn)子連接的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1(兩電平或三電平電壓型PWM逆變器)，用于三相定、轉(zhuǎn)子電流檢測(cè)的霍爾傳感器2和三相定子電壓檢測(cè)的霍爾傳感器7，用于檢測(cè)DFIG轉(zhuǎn)子位置和速度的編碼器4，以及實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG控制目標(biāo)的控制回路?？刂苹芈酚煞答佇盘?hào)處理通道和前向控制通道構(gòu)成，其中反饋信號(hào)處理通道包括用于檢測(cè)電網(wǎng)電壓相位和頻率的軟件鎖相環(huán)(PLL)6，用于各種旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換所需要的角度計(jì)算器，用于獲取相應(yīng)坐標(biāo)系中信號(hào)的三相/二相靜止坐標(biāo)變換模塊3和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊8，9，10，用于獲取定子電壓正、負(fù)序分量的兩倍電網(wǎng)頻率陷波器13和用于定子磁鏈觀測(cè)的定子磁鏈觀測(cè)器14；前向控制通道包括根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件所需控制目標(biāo)的轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊15，將正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中指令值的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22，對(duì)轉(zhuǎn)子電流進(jìn)行無時(shí)延跟蹤控制的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中比例-積分-諧振控制器(PIR)21和為獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考值的反饋解耦補(bǔ)償模塊20，用于將正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值轉(zhuǎn)換為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中參考值的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17，以及用于根據(jù)轉(zhuǎn)子電壓參考值產(chǎn)生空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)信號(hào)的SVPWM模塊19。
以一臺(tái)1.5MW商用變速恒頻DFIG風(fēng)電系統(tǒng)為例，參照?qǐng)D2，采用本發(fā)明提出的方法控制其運(yùn)行，具體實(shí)施步驟如下 (i)利用兩個(gè)電流霍爾傳感器2分別采集三相定子電流信號(hào)Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Irabc，電壓霍爾傳感器7采集三相定子電壓信號(hào)Vsabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號(hào)Vsabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)6檢測(cè)，得到電網(wǎng)/定子電壓角頻率ωs和相位θs，與此同時(shí)采用編碼器4檢測(cè)DFIG轉(zhuǎn)子位置θr及轉(zhuǎn)速ωr；并分別用角度計(jì)算器計(jì)算出DFIG轉(zhuǎn)子滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Isabc、Irabc，定子電壓信號(hào)Vsabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊3，得到包含正、負(fù)序分量的電壓綜合矢量Vsαβs，電流綜合矢量Isαβs和Irαβr。以定子電壓為例，其靜止三相/二相坐標(biāo)變換如下式表達(dá) (iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊9，分別獲得在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊8，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-； 圖7為靜止αsβs坐標(biāo)系、轉(zhuǎn)子速度旋轉(zhuǎn)αrβr坐標(biāo)系和正、反轉(zhuǎn)同步速ωs(同步速等于電網(wǎng)/定子電壓的角頻率ωs)旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系間的矢量關(guān)系圖，其坐標(biāo)轉(zhuǎn)換關(guān)系為 其中，F(xiàn)廣義地代表電壓、電流和磁鏈；上標(biāo)+，-，s，r表示正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系、定子靜止坐標(biāo)系和轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系； 不平衡電網(wǎng)電壓條件下，定、轉(zhuǎn)子電壓、電流和磁鏈可表示為正、反轉(zhuǎn)同步速ωs旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系中相應(yīng)正、負(fù)序分量的形式 其中，下標(biāo)+，-表示相應(yīng)的正、負(fù)序分量。可見，不平衡電網(wǎng)電壓下各電量在正轉(zhuǎn)同步速ωs旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中表現(xiàn)為直流量與兩倍頻2ωs交流量之和。以定子電壓Vsdq+為例，Vsdq++表示在dq+坐標(biāo)系中的正序分量，為直流量；Vsdq-+表示在dq+坐標(biāo)系中的負(fù)序分量，為兩倍頻交流量Vsdq--e-j2ωst。同理，各電量在反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq-坐標(biāo)系中亦表現(xiàn)為直流量與兩倍頻交流量之和； (v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ωs陷波器13濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--； (vi)采用定子磁鏈觀測(cè)器獲取轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊15計(jì)算所需正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補(bǔ)償解耦模塊20進(jìn)行補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流量Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq+與兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的負(fù)序交流成分Irdq--e-j2ωst； 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10可用下式表達(dá) viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊15計(jì)算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值Irdq++*，Irda--*經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irda+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)Irdq+比較獲得誤差信號(hào)ΔIrdq+， 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22如圖4所示，可用下式表達(dá) (iX)轉(zhuǎn)子電流誤差信號(hào)ΔIrda+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-諧振控制器21作比例-積分-諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號(hào)Urda+*經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊20完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的交-直軸間交叉解耦和動(dòng)態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*； 由上述分析可知，要在dq+坐標(biāo)系中實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)子電流Irdq+的無靜差跟蹤控制，須對(duì)直流分量Irdq++和交流分量Irdq--e-j2ωst同時(shí)實(shí)現(xiàn)全局無靜差調(diào)節(jié)。從而在設(shè)計(jì)DFIG轉(zhuǎn)子電流控制器時(shí)，針對(duì)直流成分采用積分環(huán)節(jié)，針對(duì)兩倍電網(wǎng)頻率的交流成分采用2ωs諧振器，以此構(gòu)成了轉(zhuǎn)子電流比例-積分-諧振(PIR)控制器21，如圖3所示。圖中比例-積分-諧振(PIR)控制器21本體包括一個(gè)比例環(huán)節(jié)、一個(gè)積分環(huán)節(jié)和一個(gè)2ωs的諧振環(huán)節(jié)，實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)子電流誤差信號(hào)ΔIrdq+＝Irdq+*-Irdq+的無靜差調(diào)節(jié)。
PIR電流控制器21的頻域表達(dá)為 式中，Kip，KiI，KiR為比例、積分和諧振系數(shù)， 比例-諧振控制器的輸出Urdq+*經(jīng)補(bǔ)償生成DFIG轉(zhuǎn)子電壓指令Vrdq+*以產(chǎn)生轉(zhuǎn)子電流Irdq+，實(shí)現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓條件下的運(yùn)行控制，圖3控制過程中為等效反電勢(shì)干擾，而F(s)＝1/(sσLr+Rr)DFIG為轉(zhuǎn)子數(shù)學(xué)模型，式中，σ＝1-Lm2/LsLr，Lm，Ls，Lr分別為DFIG互感、定、轉(zhuǎn)子自感，Rr為轉(zhuǎn)子電阻。
正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考值可表達(dá)為 其中，Rs為定子電阻； (x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17后，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊19調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號(hào)Vrαβr*，該信號(hào)經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊19調(diào)制后，獲得控制DFIG運(yùn)行的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1中功率器件的開關(guān)信號(hào)Sa，Sb，Sc。
上述步驟viii中所說的控制目標(biāo)是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩恒定，或保持定子電流平衡或轉(zhuǎn)子電流平衡等。采用正序定子電壓Vsd+矢量定向控制時(shí)，幾種不同控制目標(biāo)下轉(zhuǎn)子電流指令值可表示為 I、保持DFIG輸出有功功率平衡，即PSsin2＝Pscos2＝0，則 其中，Psc*，Qs0*分別為DFIG輸出平均有、無功功率的指令值； II、保持轉(zhuǎn)子電流無負(fù)序分量，即Ird-＝Irq-＝0，則 III、保持定子電流平衡，即則 IV、保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩和輸出無功功率恒定，即Pesin2＝Pecos2＝0，則 比較圖2和圖1可以看出，本發(fā)明所提出的實(shí)施方案在計(jì)算正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中各正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq++*，Irdq--*時(shí)，雖仍需采用陷波器13來獲得定子電壓正、負(fù)序分量，但該陷波器13引入的延時(shí)是在轉(zhuǎn)子電流控制環(huán)之外，因而不會(huì)影響轉(zhuǎn)子電流內(nèi)環(huán)控制的帶寬和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，由于整個(gè)系統(tǒng)的響應(yīng)速度主要由轉(zhuǎn)子電流控制內(nèi)環(huán)決定，所以采用陷波器13來獲得定子電壓正、負(fù)序分量時(shí)引入的延時(shí)對(duì)其影響很小。此外，在電網(wǎng)電壓不平衡條件下本方法在對(duì)轉(zhuǎn)子電流調(diào)節(jié)時(shí)均無需作正、負(fù)序相序分解，在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中針對(duì)直流成分采用積分運(yùn)算，針對(duì)兩倍電網(wǎng)頻率的交流成分采用了2ωs諧振器，且2ωs諧振器僅對(duì)2ωs頻率點(diǎn)上的交流成分有無限增益。在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡的情況下，由于轉(zhuǎn)子電流在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中僅有正序分量，即在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)中表現(xiàn)為單一的直流成分，此時(shí)PIR控制器中積分環(huán)節(jié)即可實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)子電流的無靜差調(diào)節(jié)控制，故本發(fā)明能同時(shí)適用電網(wǎng)電壓平衡及不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流的有效控制。
圖5和圖6分別為采用DFIG傳統(tǒng)控制方法和本發(fā)明控制方法在瞬態(tài)電網(wǎng)電壓不平衡條件下的實(shí)施結(jié)果比較。在0.4s時(shí)刻電網(wǎng)電壓發(fā)生不對(duì)稱故障，0.8s時(shí)電網(wǎng)電壓恢復(fù)。該實(shí)施案例中，選取保持電磁轉(zhuǎn)矩恒定以減輕對(duì)風(fēng)機(jī)系統(tǒng)的機(jī)械應(yīng)力作為DFIG在不平衡電壓下的控制目標(biāo)?？梢钥闯雠c傳統(tǒng)的正、負(fù)序、雙比例-積分調(diào)節(jié)器的DFIG控制方法比較，在電網(wǎng)電壓不對(duì)稱故障發(fā)生(0.4s)和清除(0.8s)瞬間，本發(fā)明方法無需對(duì)DFIG風(fēng)電系統(tǒng)中轉(zhuǎn)子電流實(shí)施正、負(fù)序分量分解，實(shí)現(xiàn)了對(duì)轉(zhuǎn)子電流的無延時(shí)全局控制，如圖6中圖(g)，圖(h)，圖(i)，圖(j)，從而快速實(shí)現(xiàn)了電網(wǎng)電壓不平衡條件下(0.4s～0.8s期間)保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩控制恒定的控制目標(biāo)，同時(shí)DFIG定子輸出無功功率也無波動(dòng)，如圖6中圖(e)，圖(f)所示。與此同時(shí)在電網(wǎng)電壓故障清除時(shí)，控制系統(tǒng)能夠快速、平穩(wěn)地恢復(fù)至對(duì)稱運(yùn)行狀態(tài)下，且在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡下亦不會(huì)給系統(tǒng)帶來不必要的分解和引入相應(yīng)的延時(shí)，從而提高了DFIG風(fēng)電系統(tǒng)在各種電網(wǎng)條件下的運(yùn)行控制能力，改善了控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，實(shí)現(xiàn)了電網(wǎng)故障下的穿越運(yùn)行。
權(quán)利要求
1.交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法，其特征在于包括以下步驟
(i)利用兩個(gè)電流霍爾傳感器(2)分別采集三相定子電流Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Irabc，電壓霍爾傳感器(7)采集三相定子電壓信號(hào)Vsabc；
(ii)采集得到的三相定子電壓信號(hào)Vsabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)(6)檢測(cè)，得到電網(wǎng)/定子電壓角頻率ωs和相位θs；與此同時(shí)采用編碼器(4)檢測(cè)DFIG轉(zhuǎn)子位置角θr及轉(zhuǎn)速ωr；并分別經(jīng)加減計(jì)算器計(jì)算出滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr；
(iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號(hào)Isabc、Irabc和定子電壓信號(hào)Vsabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊(3)，得到包含正、負(fù)序分量的定子電壓綜合矢量Vsαβs，定、轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr；
(iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(9)，分別得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+，再將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊(8)，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-；
(v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ωs陷波器(13)濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--；
(vi)采用定子磁鏈觀測(cè)器(14)，獲取轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊(15)計(jì)算所需正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補(bǔ)償解耦模塊(20)進(jìn)行補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+；
(vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(10)轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流量Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網(wǎng)頻率2ωs的負(fù)序交流成分Irdq--e-j2ωst；
(viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計(jì)算模塊(15)計(jì)算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(22)轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號(hào)Irdq+比較，獲得誤差信號(hào)ΔIrdq+；
(ix)轉(zhuǎn)子電流誤差信號(hào)ΔIrdq+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-諧振控制器(21)作比例-積分-諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號(hào)Urdq+*經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊(20)完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中交-直軸間的交叉解耦和動(dòng)態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*；
(x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(17)，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊(19)調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號(hào)Vrαβr*，該信號(hào)經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊(19)調(diào)制后獲得控制DFIG運(yùn)行的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器(1)功率器件的開關(guān)信號(hào)Sa，Sb，Sc。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法，其特征在于步驟(viii)中所說的控制目標(biāo)是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩恒定，或保持定子電流平衡，或轉(zhuǎn)子電流平衡等。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法，其特征在于正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-諧振控制器(21)，它包括一個(gè)比例環(huán)節(jié)、一個(gè)積分環(huán)節(jié)和一個(gè)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為ωp＝2ωs的諧振器，其中角頻率諧振器可實(shí)現(xiàn)對(duì)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為2ωs的負(fù)序轉(zhuǎn)子電流成分的無限增益調(diào)節(jié)。
全文摘要
本發(fā)明公開了交流勵(lì)磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流無延時(shí)控制方法。通過采集三相轉(zhuǎn)子電流信號(hào)進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋量，與相同坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令進(jìn)行比較，誤差信號(hào)輸入到比例-積分-諧振調(diào)節(jié)器進(jìn)行調(diào)節(jié)，反饋補(bǔ)償解耦后獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子參考電壓，再轉(zhuǎn)換為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中空間矢量脈寬調(diào)制用轉(zhuǎn)子參考電壓，生成轉(zhuǎn)子側(cè)變換器功率器件的開關(guān)信號(hào)，控制DFIG并網(wǎng)運(yùn)行。本發(fā)明方法在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡下均無需進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序分解，不會(huì)引入分解延時(shí)，可實(shí)現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓下發(fā)電系統(tǒng)的增強(qiáng)控制目標(biāo)，有效提高該類風(fēng)電系統(tǒng)電網(wǎng)故障下的不間斷運(yùn)行(穿越)能力。
文檔編號(hào)H02P9/00GK101145751SQ20071007065
公開日2008年3月19日 申請(qǐng)日期2007年9月7日 優(yōu)先權(quán)日2007年9月7日
發(fā)明者胡家兵, 賀益康 申請(qǐng)人:浙江大學(xué)