專利名稱：一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，主要用于實現(xiàn)新一代衛(wèi)星的長壽命、高精度姿態(tài)控制執(zhí)行機構——磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)的功率開關管柵極的高可靠、低功耗驅動。

背景技術：
磁懸浮反作用飛輪作為新一代衛(wèi)星平臺的高精度、高穩(wěn)定度姿態(tài)控制系統(tǒng)的執(zhí)行機構，具有角動量輸出精度高、控制線性度好，并具有很強的抗干擾性和很快響應速度等優(yōu)點，在國際上已逐步得到應用，并且將成為我國新一代高精度、高穩(wěn)定度衛(wèi)星平臺的首選執(zhí)行機構。
新一代衛(wèi)星姿態(tài)控制執(zhí)行機構的高可靠驅動是空間應用的基本要求。提高反作用飛輪電機驅動系統(tǒng)可靠性，降低驅動功耗始終是空間應用所追求的目標。
磁懸浮反作用飛輪電機一般采用三相永磁無刷直流電機，三相永磁無刷直流電機控制系統(tǒng)的驅動大多采用MOSFET驅動電路。功率MOSFET具有開關速度快、高頻性能好、輸入阻抗高、驅動功率小、無二次擊穿問題的顯著特點。目前有四種常用的MOSFET驅動電路(1)柵源浮動電源驅動、(2)變壓器隔離驅動、(3)自舉驅動、(4)集成電路驅動。首先，柵源浮動電源驅動(如圖7(a))對不定的時間周期做完全柵極控制，每個高壓側MOSFET需要一個隔離電源，隔離電源將以地為參考的信號進行電平轉換較復雜，而采用光隔離器在帶寬和噪聲敏感性上受限；變壓器隔離驅動(如圖7(b))方式將加在隔離脈沖變壓器初級的高頻PWM信號進行隔離，在次級直接整流得到自給電源，這種整流方式只保留幅值為正的信號波形而濾掉了幅值為負的信號波形，并且需要對高頻調制信號進行解調，在調制信號頻率下降時變壓器的尺寸顯著增加(變壓器的體積與信號頻率平方成反比)，其控制復雜、體積大，且功耗較大；自舉驅動(如圖7(c))占空比和開通時間都受自舉電容刷新的限制，電容從高壓線充電，功耗可能很大，需要電平轉換器較復雜；對于集成電路驅動，其采用集成驅動芯片進行驅動，由于航天用芯片受到限制，而普通的集成驅動芯片在可靠性方面無法滿足空間應用要求，例如，集成驅動芯片在空間粒子的輻射作用下會產生邏輯翻轉，高電平翻轉為低電平導致電機誤動作。并且集成驅動芯片信號調制頻率低，針對軟開關這種控制方法克服了功率開關管的開關損耗，可以將驅動信號的頻率高頻化。但目前集成驅動芯片調制頻率最高的芯片為IR21366，其開通傳輸延遲時間為250ns，關斷傳輸延遲時間為180ns，高頻端PWM信號的寬度要大于1us。因此，其最高調制頻率為699khz，這種信號調制頻率不適于高頻化應用。
在三相永磁無刷直流電機控制系統(tǒng)的驅動電路中，上橋臂驅動的功率MOSFET的柵極驅動一定要保證柵電壓一定要高于其漏極電壓10～15V、柵電壓從邏輯上必須是可控的。由此，控制信號必須轉換電平為高壓側功率器件的源極電位。因此MOSFET管需要高壓浮動，這就需要MOSFET驅動器的輸入與輸出端進行電氣隔離。驅動一般采用兩種方式進行隔離采用光電耦合器進行隔離或利用脈沖變壓器進行電氣隔離。采用光電耦合器進行隔離的缺點是反應比較慢，具有較大的延遲時間(高速光耦一般大于500ns)而且光電耦合器需要隔離的輔助電源供電。用脈沖變壓器隔離驅動絕緣柵功率器件有三種方法無源、有源、和自給電源驅動。無源方法不需單獨的驅動電源，但需變壓器初級的輸入信號為大功率信號，否則柵源間的波形將有明顯的變形；有源方法驅動波形較好，但另需提供隔離的輔助電源供給放大器；而現(xiàn)有的自給電源方法是對PWM驅動信號進行高頻調制，經變壓器隔離與整流后的高頻調制信號需要解調為低頻信號，其體積較大且設計、控制復雜、功耗較高。
當前，磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)各橋臂功率MOSFET一般工作在硬開關方式，大的開關電壓應力、電流應力以及高的電壓變化率du/dt和電流變化率di/dt限制了它的高頻化發(fā)展，使變換器體積、重量難以減少和降低，且產生很大的電磁干擾。而軟開關技術，則以其較低的開關應力、趨于零的開關損耗和較小的du/dt和di/dt，使電力電子器件的開關頻率極大地提高。


發(fā)明內容
本發(fā)明解決的技術問題是克服現(xiàn)有技術存在的電機驅動系統(tǒng)采用分立的隔離驅動電路控制復雜、體積大、功耗大，采用集成驅動電路可靠性、調制頻率低的缺點及三相永磁無刷直流電機逆變回路采用硬開關方式功耗、諧波含量、開關應力較大的缺點，本發(fā)明提出一種采用分立元件搭建的無需解調的脈沖變壓器隔離驅動電路，并由驅動信號來驅動諧振式軟開關各功率開關管的磁懸浮反作用飛輪電機驅動系統(tǒng)。
本發(fā)明的技術解決方案一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)包括隔離驅動電路、以DSP為核心的控制器、轉速檢測環(huán)節(jié)、電流檢測環(huán)節(jié)、功率放大電路、諧振式軟開關控制電路、三相永磁無刷直流電機，其特點在于所述的隔離驅動電路采用分立元件構成，主要包括原邊倍壓整流電路、推挽電路、脈沖變壓器、副邊倍壓整流電路、高通濾波電路、放電三極管，以DSP為核心的控制器的捕獲單元模塊對電動機轉子位置傳感器信號進行捕獲得到當前轉子的位置，并由PWM波形發(fā)生模塊產生九路PWM驅動信號，原邊倍壓整流電路接收PWM驅動信號將驅動信號整流產生單極性PWM驅動信號；推挽電路接收經原邊倍壓整流電路整流后的PWM驅動信號，將其驅動功率增大；脈沖變壓器接收推挽電路增大功率后的PWM驅動信號，經脈沖變壓器隔離變?yōu)楦边咈寗有盘?；副邊倍壓整流電路接收經隔離后的驅動信號，將隔離后的驅動信號整流；高通濾波電路接收整流后的驅動信號，濾除附加在整流后的驅動信號上的低頻噪聲；經濾波后的驅動信號用以控制放電三極管的開通與關斷。
所述的隔離驅動電路還包括去反沖二極管和去耦電容，所述的去反沖二極管與副邊倍壓整流電路相連，用于消除脈沖變壓器副邊對原邊的干擾，所述的去耦電容與去反沖二極管相連，用于消除高頻交流耦合信號的影響。
所述的隔離驅動電路的參數(shù)可按以下的原則選取原邊倍壓整流電路和副邊倍壓整流電路分別由一個電容和一個二極管組成。電容的取值大小決定電容的充放電時間，一般選取較小的電容值，可選范圍為104pF～105pF。二極管根據(jù)額定電壓選取，當驅動電路的三極管開通時二極管承受的反向電壓為額定電壓15V，二極管能承受的反向耐壓值應為額定電壓的1.8～2.5倍。推挽電路由NPN型三極管Q1和PNP型三極管Q2組成，兩管的基極和發(fā)射極相互連接在一起。三極管Q1、Q2根據(jù)信號的調制頻率選取，調制頻率一般為1Hz到1MHz，要求三極管Q1、Q2的開關頻率要高于調制信號的頻率。脈沖變壓器由LC電路組成，其電容電感值根據(jù)調制頻率的選取，其調制頻率變壓器匝數(shù)比為1∶1。高通濾波電路以進入倍壓整流電路的驅動信號的幅值衰減-3dB頻率為截止頻率，高通濾波電路的電阻、電容值根據(jù)截止頻率的限制確定。
本發(fā)明的原理是以DSP為核心的控制器1的捕獲單元模塊對電機轉子位置傳感器信號進行捕獲得到當前轉子的位置，并由PWM波形發(fā)生模塊產生九路PWM驅動信號，這九路PWM驅動信號經隔離驅動電路4和功率放大電路5控制主回路各功率MOSFET開關管的通斷，其中六路PWM驅動信號用來控制三相永磁無刷直流電機逆變回路(如圖2所示10)上下橋臂各功率開關管的通斷。另外三路PWM驅動信號用來控制諧振回路9各功率開關管的通斷，通過控制各功率開關管使各功率開關管在開通前和關斷時通過諧振回路對電容Cr(如圖2)進行充放電使電容兩端的電壓Ucr變?yōu)榱悖瑥亩鴮崿F(xiàn)功率開關管的零電壓開通和關斷。逆變回路10上下橋臂各功率開關管按一定順序導通、關斷，從而實現(xiàn)三相永磁無刷直流電機的正向運行與反向運行。通過轉速檢測環(huán)節(jié)2對三相永磁無刷直流電機的轉子位置進行檢測，得到轉子速度反饋，通過以DSP為核心的控制器1將轉速給定與速度反饋相比較，從而進行三相永磁無刷直流電機的轉速環(huán)控制。由電流檢測環(huán)節(jié)3檢測三相永磁無刷直流電機母線電流，以DSP為核心的控制器1通過模數(shù)轉換(A/D)模塊將檢測的電流值轉換為數(shù)字量，從而進行三相永磁無刷直流電機的電流環(huán)控制。
隔離驅動電路4主要由原邊倍壓整流電路12、推挽電路13、脈沖變壓器14、副邊倍壓整流電路15、高通濾波電路16、去反沖二極管17、去耦電容18、和放電三極管19組成。下面以一路PWM驅動信號為例來說明驅動系統(tǒng)的工作過程。
由以DSP為核心的控制器1的PWM波形發(fā)生模塊產生PWM驅動信號，原邊倍壓整流電路12接收PWM驅動信號將驅動信號整流產生單極性PWM驅動信號；推挽電路13接收經原邊倍壓整流電路12整流后的PWM驅動信號，將其驅動功率增大；脈沖變壓器14接收推挽電路13增大功率后的PWM驅動信號，經脈沖變壓器14隔離變?yōu)楦边咈寗有盘?；副邊倍壓整流電?5接收經隔離后的驅動信號，將隔離后的驅動信號整流；高通濾波電路16接收整流后的驅動信號，濾除附加在整流后的驅動信號上的低頻噪聲。經高通濾波電路16濾波后的驅動信號用于控制放電三極管19的開通與關斷。當驅動信號的電平為低時，A點(如圖3)為低電平，控制主回路功率開關管關斷，放電三極管19開通，此時功率開關管的結電容通過放電三極管19放電；當驅動信號為高電平時，A點為高電平，控制主回路功率開關管的開通，放電三極管19關斷。去反沖二極管17與副邊倍壓整流電路15相連，當開關管開通或關斷時會出現(xiàn)反向尖峰，去反沖二極管17用于消除脈沖變壓器副邊對原邊的干擾。去耦電容18與去反沖二極管17相連，用于消除高頻交流耦合信號的影響。
其中，原邊倍壓整流電路12與副邊倍壓整流電路15各由一個電容和一個二極管組成，其作用相當于一個電荷泵，將驅動信號整流產生單極性PWM驅動信號并將信號的電壓提高一倍。推挽電路13由NPN型三極管Q1和PNP型三極管Q2組成，兩管的基極和發(fā)射極相互連接在一起。當信號處于正半周期時Q1導通，當信號處于負半周期時Q2導通。推挽電路13用來增加驅動信號的驅動功率。隔離驅動電路4用脈沖變壓器14隔離驅動絕緣柵功率器件。采用無需解調的自給電源方法驅動，脈沖變壓器14由LC電路組成，脈沖變壓器原副線圈比為1∶1，供給脈沖變壓器初級的PWM經高頻調制，在次級通過直接整流得到高頻自給電源無需解調，且變壓器的體積與調制信號頻率的平方成反比，調制信號的頻率越高變壓器的體積越小，由于主回路各功率開關管采用軟開關控制方法消除了開關損耗，其高頻調制信號可直接控制主回路各功率開關管的通斷，而無高頻開關損耗。
諧振式軟開關的控制電路的工作原理是在開關管開通前和關斷時通過諧振回路對電容Cr(如圖2)進行充放電使電容兩端的電壓Ucr變?yōu)榱悖瑥亩鴮崿F(xiàn)功率開關管的零電壓開通和關斷。下面以一個周期(PWM信號由1變?yōu)?，再由0變?yōu)?)為例來闡述諧振式軟開關的工作過程和原理。由于逆變器的相電流為方波電流且諧振回路的頻率很高，可以把逆變器當成一個恒流源來分析。其簡化后的電路圖如圖4所示。
在一個工作周期內，對應的功率開關管(Sa、Sb、Sl)的觸發(fā)信號及相應的電壓電流波形如圖5所示。其中每個時間段都對應一種工作狀態(tài)，從圖5可知諧振時軟開關共有六種工作狀態(tài)，如圖6所示。其中狀態(tài)1對應圖6(a)，為PWM信號為1時正常工作狀態(tài)；狀態(tài)2對應圖6(b)，為PWM信號將要從1變?yōu)?時對Cr進行放電的過程；狀態(tài)3對應圖6(c)，為PWM信號為0時正常的二極管續(xù)流過程；狀態(tài)4對應圖6(d)，為PWM由0變?yōu)?時對Lr充電和同時二極管續(xù)流的過程；狀態(tài)5對應圖6(e)，為PWM信號由0變?yōu)?后諧振電路對Cr的充電過程；狀態(tài)6對應圖6(f)為PWM信號為1時直流電源和諧振電路同時對逆變器供電的過程。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比的優(yōu)點在于(1)驅動電路采用變壓器隔離驅動，其結構簡單無需隔離電源或電平轉換。(2)驅動電路采用無需解調自給電源的驅動方法，在變壓器次級通過倍壓整流得到高頻自給電源無需解調，變壓器的體積與調制信號頻率的平方成反比，調制信號的頻率越高變壓器的體積越小，由于主回路各功率開關管采用軟開關控制方法消除了開關損耗，其高頻調制信號可直接控制主回路各功率開關管的通斷，而無高頻開關損耗。采用無需解調自給電源的驅動方法脈沖變壓器體積小、功耗低、控制、設計簡單。(3)驅動電路采用無需解調自給電源的驅動方法，其原邊與副邊采用倍壓整流電路，將驅動信號整流并將驅動信號的電壓提高一倍，這樣充分利用了信號波形并增大了原有驅動信號的功率。而現(xiàn)有脈沖變壓器驅動技術其整流方法保留幅值為正的信號波形而濾掉了幅值為負的波形其信號電壓幅值不變，功率減小。(4)驅動電路采用變壓器隔離驅動可靠性高，不會出現(xiàn)在空間粒子輻射作用下的異常翻轉。(5)驅動電路采用變壓器隔離驅動其調制頻率高，針對軟開關這種無開關損耗的控制方法，可以將功率開關管的開關頻率提到很高而沒有開關損耗。(6)驅動電路采用變壓器隔離驅動反應快，因而傳輸延遲時間短，而且其輸出級無需輔助電源供電。(7)本發(fā)明進一步將無需解調自給電源的隔離驅動方法與軟開關技術相融合，磁懸浮反作用飛輪三相永磁無刷直流電機控制系統(tǒng)采用軟開關的控制方法，由無需解調的變壓器隔離驅動提供的高頻驅動信號控制各功率開關管的通斷。諧振電路用來實現(xiàn)其開關管的零電壓開通和關斷。從而大大降低了功率開關管的開關損耗，提高了電機的工作效率。并且降低了開關電壓應力電流應力以及高的du/dt和di/dt。



圖1本發(fā)明的三相永磁無刷直流電機控制圖； 圖2為本發(fā)明的三相永磁無刷直流電機及控制電路主電路圖； 圖3為本發(fā)明的功率驅動電路圖； 圖4為本發(fā)明的簡化后的主電路圖。
圖5為本發(fā)明的諧振電路的電壓電流波形圖； 圖6為本發(fā)明的諧振式軟開關的六種工作狀態(tài)圖；其中(a)為PWM信號為1時正常工作狀態(tài)圖，(b)為PWM將從1變?yōu)?時對Cr進行放電的工作狀態(tài)圖，(c)為PWM信號為0時二極管正常續(xù)流的工作狀態(tài)圖，(d)為PWM信號由0變?yōu)?時對Lr充電和二極管續(xù)流的工作狀態(tài)圖，(e)為PWM信號由0變?yōu)?后諧振電路對Cr充電的工作狀態(tài)圖，(f)為PWM信號為1時直流電源和諧振電路對逆變器供電的工作狀態(tài)圖。
圖7(a)為本發(fā)明的柵源浮動電源驅動圖，(b)為本發(fā)明的變壓器隔離驅動圖，(c)為本發(fā)明的自舉驅動圖
具體實施例方式 如圖1，本發(fā)明主要由隔離驅動電路4、以DSP為核心的控制器1、轉速檢測環(huán)節(jié)2、電流檢測環(huán)節(jié)3、功率放大電路5、諧振式軟開關控制電路6、三相永磁無刷直流電機7組成。隔離驅動電路4主要由原邊倍壓整流電路12、推挽電路13、脈沖變壓器14、副邊倍壓整流電路15、高通濾波電路16、去反沖二極管17、去耦電容18和放電三極管19組成。
以DSP為核心的控制器1的捕獲單元模塊對電機轉子位置傳感器信號進行捕獲得到當前轉子的位置，并由PWM波形發(fā)生模塊產生九路PWM驅動信號，原邊倍壓整流電路12將這九路PWM驅動信號整流，推挽電路13用來增加這九路PWM驅動信號的驅動功率。脈沖變壓器14接收經推挽電路13增大功率后的九路PWM驅動信號，經脈沖變壓器14隔離后的九路PWM驅動信號，由副邊倍壓整流電路15進行整流，再經高通濾波電路16濾除低頻噪聲，經濾波后的驅動信號控制放電三極管19的開通與關斷。這樣在Q3的集電極(如圖3所示A)處產生功率開關管的柵極控制信號，這九路柵極控制信號中的六路用來控制三相永磁無刷直流電機逆變回路的上下橋臂各功率開關管的通斷。另外三路柵極控制信號用來控制諧振回路各功率開關管的通斷，通過控制各功率開關管使各功率開關管在開通前和關斷時通過諧振回路對電容Cr進行充放電使電容兩端的電壓Ucr變?yōu)榱?，從而實現(xiàn)功率開關管的零電壓開通和關斷。逆變回路上下橋臂各功率開關管按一定順序導通、關斷，從而實現(xiàn)三相永磁無刷直流電機的正向運行與反向運行。通過對三相永磁無刷直流電機的轉子位置進行檢測，得到轉子速度反饋，從而進行三相永磁無刷直流電機的轉速環(huán)控制。由電流檢測裝置檢測三相永磁無刷直流電機母線電流，進行三相永磁無刷直流電機的電流環(huán)控制。
隔離驅動電路各參數(shù)選擇原則倍壓整流電路的二極管D1、D2根據(jù)額定電壓選取，當驅動電路的三極管開通時二極管承受的反向電壓為額定電壓15V，二極管能承受的反向耐壓值應為額定電壓的1.8～2.5倍，因此二極管D1、D2的反向耐壓值一般選為30V，如果條件許可二極管的反向耐壓值越大越好，本實施方案選用IN4148其耐壓值較大，可承受的反向電壓為75V，可承受的電流為150mA；電容的取值大小決定電容的充放電時間，一般選取較小的電容值，可選范圍為104pF～105pF，本實施方案選用104pF；推挽電路三極管Q1、Q2根據(jù)調制頻率選取，調制頻率一般為1Hz到1MHz，TIP9013開關頻率為100MHz，S9012其開關頻率為30MHz可以滿足一般調制頻率需求，因此本實施方案Q1選用TIP9013，Q2選用S9012；脈沖變壓器的LC電路電容電感值根據(jù)調制頻率的選取，其調制頻率本實施方案設定調制頻率為160KHz選用電容值為103pF，電感值為1mH，變壓器無需升降壓，因此其匝數(shù)比為1∶1；高通濾波電路的截止頻率為其信號幅值衰減-3dB點所對應的頻率。高通濾波電路的電阻、電容值根據(jù)截止頻率的限制確定；去耦電容一般選為104pF～105pF；開關管Q3選用S9012；二極管D3承受的反向電壓也是額定電壓值，因此反向耐壓值也應大于等于30V，本實施方案選用IN5819其可承受的反向電壓為40V，可承受的電流為1A。
諧振式軟開關的控制電路參數(shù)選擇原則 狀態(tài)1對應于圖5的時間段為0＜t＜t0，該狀態(tài)下SL導通，Sa、Sb截至，Cr兩端的電壓大小為Vs.直流電源直接對逆變器供電。
狀態(tài)2對應于圖5的時間段為to＜t＜t1，該狀態(tài)下SL關斷，Sa觸發(fā)導通；Cr通過諧振電路和逆變電路同時放電，在Cr放電為零的時刻PWM信號由1變?yōu)?，實現(xiàn)了逆變器功率開關管的零電壓關斷。因此，為了準確確定Sa的觸發(fā)時刻，必須計算Cr的放電時間，即在PWM信號由1變0之前提前一個放電時間觸發(fā)Sa。定義t0時刻為零時刻，恒流源電流為Io，諧振電感和導線的電阻為RL，因為諧振頻率Wr很高，WrLr＞＞RL，所以因RL引起的壓降及損耗可以忽略不計。由圖6(b)得電路的等效方程 解方程組得 其中 解得放電時間 在t1時刻，ucr(t1)＝0，代入式(2)得iLr(t1)＝0，因此在t1時刻Sa自動關斷。
狀態(tài)3對應于圖5的時間段為t1＜t＜t2，該狀態(tài)下Sa、Sb、SL都處于截至狀態(tài)，相電流通過二極管正常續(xù)流。
狀態(tài)4對應于圖5的時間段為t2＜t＜t3，該狀態(tài)下Sb觸發(fā)導通，SL、Sa截至，電源對Lr充電至iLr＝I0，然后PWM信號由0變1。因此為了準確給出Sb的觸發(fā)信號，必須計算出諧振電感Lr的充電時間，以t2時刻為零時刻，由圖6(d)得電路的等效方程 起始時刻iLr(0)＝0，得充電時間 狀態(tài)5對應于圖5的時間段為t3＜t＜t4，該狀態(tài)下Sb導通，SL、Sa仍然截至，二極管停止續(xù)流，諧振電路對Cr充電，同時向逆變器供電，在此工作狀態(tài)下iLr的絕對值比Io大，Cr充電直至ucr＝Vs，以t3為零時刻，由圖6(e)得電路的等效方程 解得 計算得Lr的充電時間 在Cr被充電至Vs時開通SI.進入下一個工作狀態(tài)，SI在開通之前兩端電壓為零，實現(xiàn)了零電壓開通。
狀態(tài)6對應于圖5的時間段為t4＜t＜t5，該狀態(tài)下SL開通，Sa截至，Sb導通，諧振電感放電，直至電流為零，Sb自動關斷，進入下一個工作狀態(tài)，Lr的放電時間和狀態(tài)4下Lr的充電時間相同。
逆變器在進行PWM調制時循環(huán)的工作在6種工作狀態(tài)下，其中狀態(tài)1、2、5、6工作在PWM信號為1的情況下，狀態(tài)3、4工作在PWM信號為0的情況下，為保證系統(tǒng)正常工作，PWM信號為1的最短時間為狀態(tài)2、5、6工作時間之和，PWM為0的最短時間為4的工作時間，在設計諧振電路時，應盡量減小這幾種工作狀態(tài)的工作時間，使逆變器具有較大的PWM調制范圍。
諧振電路的參數(shù)選擇諧振電路設計的主要任務就是確定諧振電感Lr及諧振電容Cr的參數(shù)值，在確定其參數(shù)時，應盡量保持在諧振電流沖擊不是很大的情況下減小狀態(tài)2、4、5、6的工作時間，為保證相電流具有良好的方波特性，逆變器的PWM載波頻率選擇5kHz，諧振頻率f應遠高于載波頻率，選擇為100kHz。
由 得LrCr＝2.536×10-12(9) 由式(5)可得狀態(tài)4、6的工作時間隨Lr的增大而減小。由式(7)的諧振電流峰值 iLr(max)隨Lr的增大而減小。根據(jù)永磁無刷直流電機的額定電壓、額定電流、額定轉速、相電阻、相電感可以解得最佳的諧振電感、諧振電容值。
軟件實現(xiàn)三相永磁無刷直流電機一般采用轉速和電流雙閉環(huán)調節(jié)的控制方式，而對諧振電路的控制屬于電流環(huán)的內環(huán)控制。控制芯片選擇DSP芯片型號為TMS320LF2407A，該芯片的最小時鐘周期是0.25us，可以較準確的控制諧振電路在各個工作方式下的工作時間。電流閉環(huán)采用中斷的控制方式，即通過不停的啟動對相電流進行的模數(shù)(AD)轉換來控制其電流大小。在AD轉換中斷服務程序中通過檢測的相電流值來調節(jié)PWM的占空比，并根據(jù)圖5計算出Sa、Sb、SL的觸發(fā)導通時刻，選用的功率開關管為功率MOSFET型號為IRF3710。
權利要求
1.一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)包括隔離驅動電路(4)、以DSP為核心的控制器(1)、轉速檢測環(huán)節(jié)(2)、電流檢測環(huán)節(jié)(3)、功率放大電路(5)、諧振式軟開關控制電路(6)、三相永磁無刷直流電機(7)，其特征在于所述的隔離驅動電路(4)采用分立元件構成，主要包括原邊倍壓整流電路(12)、推挽電路(13)、脈沖變壓器(14)、副邊倍壓整流電路(15)、高通濾波電路(16)、放電三極管(19)，以DSP為核心的控制器(1)的捕獲單元模塊對電動機轉子位置傳感器信號進行捕獲得到當前轉子的位置，并由PWM波形發(fā)生模塊產生九路PWM驅動信號，原邊倍壓整流電路(12)接收PWM驅動信號將驅動信號整流產生單極性PWM驅動信號；推挽電路(13)接收經原邊倍壓整流電路(12)整流后的PWM驅動信號，將其驅動功率增大；脈沖變壓器(14)接收推挽電路(13)增大功率后的PWM驅動信號，經脈沖變壓器(14)隔離變?yōu)楦边咈寗有盘?；副邊倍壓整流電?15)接收經隔離后的驅動信號，將隔離后的驅動信號整流；高通濾波電路(16)接收整流后的驅動信號，濾除附加在整流后的驅動信號上的低頻噪聲；經濾波后的驅動信號用以控制放電三極管(19)的開通與關斷。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的隔離驅動電路(4)還包括去反沖二極管(17)和去耦電容(18)，所述的去反沖二極管(17)與副邊倍壓整流電路(15)相連，用于消除脈沖變壓器副邊對原邊的干擾，所述的去耦電容(18)與去反沖二極管(17)相連，用于消除高頻交流耦合信號的影響。
3.根據(jù)權利要求1所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的原邊倍壓整流電路(12)和副邊倍壓整流電路(15)分別由一個電容和一個二極管組成。
4.根據(jù)權利要求3所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的電容的取值大小決定電容的充放電時間，范圍為104pF～105pF；所述的二極管根據(jù)額定電壓選取，當驅動電路的三極管開通時二極管承受的反向電壓為額定電壓15V，二極管能承受的反向耐壓值應為額定電壓的1.8～2.5倍。
5.根據(jù)權利要求1或2所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的推挽電路(13)由NPN型三極管Q1和PNP型三極管Q2組成，兩管的基極和發(fā)射極相互連接在一起。
6.根據(jù)權利要求5所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的三極管Q1或Q2根據(jù)信號的調制頻率選取，調制頻率一般為1Hz-1MHz，要求三極管Q1、Q2的開關頻率要高于調制信號的頻率。
7.根據(jù)權利要求1或2所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的脈沖變壓器(14)的LC電路電容電感值根據(jù)調制頻率的選取，其調制頻率變壓器匝數(shù)比為1∶1。
8.根據(jù)權利要求1或2所述的一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，其特征在于所述的高通濾波電路(16)以進入倍壓整流電路的驅動信號的幅值衰減-3dB頻率為截止頻率，高通濾波電路的電阻、電容值根據(jù)截止頻率的限制確定。
全文摘要
一種磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)，用于新一代高穩(wěn)定度衛(wèi)星的高精度姿態(tài)控制執(zhí)行機構——磁懸浮反作用飛輪用三相永磁無刷直流電機的控制，它主要由以數(shù)字信號處理器(DSP)為核心的控制器、功率放大器、功率放大器的上橋臂驅動電路、功率放大器的下橋臂驅動電路、諧振式軟開關控制電路、三相永磁無刷直流電機、電流檢測電路、28V直流穩(wěn)恒電源、+15V直流穩(wěn)恒電源、+5V直流穩(wěn)恒電源組成。本發(fā)明通過一種無需解調的隔離驅動電路控制諧振式軟開關各功率開關管的通斷，從而實現(xiàn)了磁懸浮反作用飛輪電機控制系統(tǒng)驅動電路的高可靠、低功耗運行。
文檔編號H02P6/14GK101170295SQ20071012240
公開日2008年4月30日 申請日期2007年9月25日 優(yōu)先權日2007年9月25日
發(fā)明者房建成, 周新秀, 剛 劉, 王志強, 娜 朱 申請人:北京航空航天大學