專利名稱：電源轉換器的數(shù)字控制的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及電源轉換的系統(tǒng)及方法，更特別涉及控制DC/DC轉換 器輸出電壓的系統(tǒng)及方法。
背景技術：
通常，目前的設備中的各個系統(tǒng)要求不同的電源，但卻通常通過相對 個數(shù)較少的，甚或單個的電源進行驅動，比如電池。特別是對于片上系統(tǒng) (soc)器件更為明顯，soc包含多個有不同電源要求的部分，但其僅包
含幾個連接到不同電源的連接點。在由單一電池驅動的便攜式設備(如手 機)中也如此。這些設備及soc利用電源轉換器將單一的電源轉換成每個 部分所需的電源。
圖1為一典型的電源轉換器101及與其連接的控制電路103。電源轉 換器101通常包含串聯(lián)在電源109及電源地111之間的功率管P-FET105 及功率管N-FET107。電容117與有源負載115并聯(lián)，且電感113連接在電 容117/電源負載115與在P-FET 105和N-FET 107之間的連接點之間。
在電源轉換器101工作期間，電感113通過P-FET 105與電源109相 連，該P-FET 105在導通狀態(tài)時對電感113充電，存儲能量。當電感113 被充電后，電感113作為輸出電壓Vout向有源負載115釋放存儲的能量。 控制電路103通過控制P-FET 105及N-FET 107的開關狀態(tài)以為有源負載 115提供所希望得到的輸出電壓V0ut。
傳統(tǒng)的控制電路103包含連續(xù)的電壓和離散時間模擬電路，該離散時 間模擬電路包括第一運算放大器119 (也稱為誤差放大器)、比較器121、 斜坡發(fā)生器123和前置驅動器125。放大器119的正輸入端連接在電源轉 換器101中的電感113和電容117/有源負載115之間，而其負輸入端與參考電壓VRef相連。第一運算放大器119的輸出端連接至第二運算放大器121
的負輸入端，而斜坡發(fā)生器123的輸出端連接至第二放大器121的正輸入 端。第二放大器121的輸出信號傳至前置驅動器125，前置驅動器125將 信號緩沖后傳至P-FET 105及N-FET 107,從而有效地控制電源轉換器101 工作在"導通"或"關斷"的模式下。
上述模擬控制電路存在的一個缺點是實現(xiàn)精確的斜坡發(fā)生器123是 非常困難的。此外，因為僅能夠通過改變模擬元件的頻率響應來修改環(huán)的 頻率響應，而改變模擬元件的頻率響應需要重新設計和重新構建，因此采 用模擬系統(tǒng)很難控制控制電路103和電源轉換器101的環(huán)響應和動態(tài)性能。 特別是，通常必須將誤差放大器119設計成具有一定的頻率響應以確保合 適的控制環(huán)動態(tài)特性及穩(wěn)定性。
因此，需要一種不需斜坡發(fā)生器，且可以相對容易地控制其環(huán)路響應 的控制電路。且還需要一種采用低電壓源實現(xiàn)的控制電路，這種低電壓源 是在先進半導體工藝中通常需要的。
發(fā)明內(nèi)容
通過本發(fā)明提供電源轉換器的控制電路的優(yōu)選實施例，能夠解決或克 服這些和其他問題，并且總體上實現(xiàn)本發(fā)明的技術優(yōu)點。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選具體實施例，用于控制電源轉換器的系統(tǒng)包括差分 電路，其對輸出電壓和參考電壓進行比較以產(chǎn)生誤差信號。模擬-數(shù)字轉換
器獲取所述誤差信號并將所述誤差信號轉化為數(shù)字信號。數(shù)字控制的 P WM(脈寬調(diào)制)發(fā)生器接收該數(shù)字信號并產(chǎn)生控制脈沖控制電源轉換器中 的晶體管，進而控制輸出電壓。
根據(jù)本發(fā)明的另 一個優(yōu)選實施例，用于電源轉換的系統(tǒng)包括具有第一 和第二晶體管的電源轉換器。與前一實施例相似，該控制電路具有差分電 路、模擬-數(shù)字轉換器和數(shù)字控制PWM發(fā)生器，配置該控制電路以控制所 述第一和第二晶體管。然而，還包括作為控制回路一部份的數(shù)字濾波器以 過濾數(shù)字信號。
根據(jù)本發(fā)明的其它 一 個優(yōu)選實施例，電源轉換系統(tǒng)包括工作在第 一 時
5鐘頻率的電源轉換器。工作在第二時鐘頻率下的模擬-數(shù)字轉換器，其對所 述電源轉換器的輸出電壓進行采樣并將產(chǎn)生的信號發(fā)送至數(shù)字濾波器和數(shù) 字脈沖發(fā)生器以生成控制所述電源控制器的脈沖，且所述第二時鐘頻率高 于所述第一時鐘頻率。
本發(fā)明的優(yōu)選實施例的優(yōu)點在于，很好地控制系統(tǒng)的環(huán)動態(tài)。通過對 系統(tǒng)部分實現(xiàn)數(shù)字化，能夠精確地控制這些環(huán)動態(tài)，或者甚至通過簡單地 對系統(tǒng)進行再編程改變這些環(huán)動態(tài)，而無需對整個系統(tǒng)進行再設計或再構 建。
為更徹底地理解本發(fā)明及其優(yōu)點，下面結合附圖為下述的說明做出參
考，其中
圖l為現(xiàn)有技術的電源轉換器及與其相關的模擬控制電路的電路圖2為根據(jù)本發(fā)明實施例的電源轉換器及與其相關的部分數(shù)字控制電 3各的電路圖3為根據(jù)本發(fā)明實施例以進行脈寬調(diào)制操作的電壓和電流示意圖； 圖4為根據(jù)本發(fā)明實施例以進行自動模式操作的電壓和電流示意圖5為根據(jù)本發(fā)明實施例以進行脈沖頻率調(diào)制#:作的電壓和電流示意
圖6為根據(jù)本發(fā)明實施例的電源轉換器、與其相關的部分數(shù)字過濾控 制電路的電路圖；和
字控制電路的電路圖。
除特別說明外，在不同的圖中對應的數(shù)字及標號通常表示對應的部分。 繪制的各個圖只是為了清楚地說明實施例中的相關部分，因此未按比例繪 制。
具體實施例方式
下面詳細描述本發(fā)明優(yōu)選實施例的制作和使用。應當注意的是，本發(fā)明提出了多種可應用的發(fā)明思想，這些發(fā)明思想可對于具體文本的較大變 化范圍內(nèi)具體實現(xiàn)。所描述的具體實施例僅用于說明本發(fā)明的制作和使用， 而不是為限制本發(fā)明。
下面將以具體文本的方式通過優(yōu)選實施例描述本發(fā)明，即DC/DC電源 轉換器的控制電路。然而，本發(fā)明還可以應用到其它控制電路中。
參考附圖2，其所示的電源轉換器201及與其相關的控制電路203。該 電源轉換器201優(yōu)選為DC/DC "Buck (降壓)"型電源轉換器，該電源轉換 器向負載215提供輸出電壓V0ut。優(yōu)選地，該電源轉換器201含有串聯(lián)的 功率P-FET 205和功率N-FET 207, P-FET 205和N-FET207的柵極由控制 電路203控制。P-FET 205優(yōu)選與輸入電壓源209相連，而N-FET 207優(yōu) 選與電源地211相連。優(yōu)選地，P-FET 205和N-FET 207之間的共用連接 點通過電感213連接至負載215,且電容217優(yōu)選與負載215并聯(lián)以提供 平滑的輸出電壓V0ut。
當然，電承轉換器的精度參數(shù)取決于所需要的負載及設計，電源轉 換器201的一個優(yōu)選實施例中，電源轉換器201優(yōu)選包含電感213,其感 應系數(shù)在約1 liH至約lOiuH之間，優(yōu)選約為2.2iaH。此外，電容217的 電容量在約1 yF至約20jaF之間，優(yōu)選約為10juF,而負載215優(yōu)選地需 要的電流在約1 mA至約1000mA之間，優(yōu)選約為600mA 。
需要注意的是，優(yōu)選的"Buck"型電源轉換器201僅是實現(xiàn)本發(fā)明應用電源 轉換器201時的一個可能配置。電源轉換器201的其它配置和設計也可應 用于本發(fā)明，且這些配置和設計也應完全包括在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
控制電路203(其設計將在以下的詳細描述中進行介紹)控制P-FET 205 和N-FET207以調(diào)整連接至負載215的輸出電壓V0ut?？刂齐娐?03以一 種交替的方式使得P-FET 205和N-FET 207在"導通"和"關斷"的狀態(tài)之間 切換，以對電感213進行充電和放電，從而提供穿過負載215的電流。通 過控制電感213充電和放電的時間及持續(xù)時間，可控制輸出電壓V0ut。
優(yōu)選地，控制電路203通常以下述三種方式之一來控制P-FET 205和 N-FET 207。在脈寬調(diào)制模式(PWM模式)中，控制電路203選擇地將電 感213與輸入電壓源209或電源地211相連。圖3示出了給電感213充電的電壓脈沖及電流。如圖所示，電壓脈沖的寬度是可變的(如虛線所示)， 其取決于瞬時電壓輸出V0ut，而電流在理想值附近震蕩，有時甚至在低電
流時變負(例如，電流流入電源轉換器201代替從電源轉換器201輸出)。 在使用高電流時，PWM模式是比較理想的，例如，當電流超過電源轉換器 201最大電流的三分之一時(這取決于電源轉換器201的設計)。
圖4給出了第二種優(yōu)選操作模式，自動模式。自動模式操作和PWM 模式基本相似，但是在自動模式中，除了交替連接至輸入電壓源209和電 源地211之間以外，可使P-FET 205和N-FET 207在該時間期間中的一段 時間內(nèi)都切換至"關斷"狀態(tài)。這可以有效地阻止電流像PWM模式中可 能出現(xiàn)的一樣變負。這樣，在高電流時自動模式與PWM模式的運行相似， 而在低電流時(例如，電流低于電源轉換器201最大電流的三分之一)， 自動模式產(chǎn)生可變脈沖并阻止電流變負。因此通常優(yōu)選采用自動模式作為 默認模式。
圖5給出了第三種優(yōu)選的操作模式，脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式，亦 稱作非連續(xù)電流(DCM)模式。在PFM模式中，當電壓輸出Vout下降到 低于較低的門限值之下時，生成小的電壓脈沖，且這些電壓脈沖中的每一 個都為電感213增加少量電荷，其電壓輸出Vout在各個脈沖之間衰減。這 些電壓脈沖中的每一個都具有相同的時間和形狀，且電流由電壓脈沖的個 數(shù)決定，而不像PWM模式中由脈沖持續(xù)時間決定。
因為這些原因，歷來通過"hysterectic"型控制對PFM才莫式進行控制， 該控制通過兩個模擬比較器建立輸出電壓Vout的上限和下限來實現(xiàn)。對于 該控制方案，如果Vout低于電壓下限，則產(chǎn)生脈沖；而如果V(M高于電壓 上限，則不產(chǎn)生脈沖。這會導致"脈沖列車"，其會在輸出電壓V加上引起 更多的波紋。優(yōu)選地，PFM模式通常用于低電流操作中，例如"休眠"模 式或"備用"模式。 回到圖2，本發(fā)明通過優(yōu)選實施例實現(xiàn)這些操作模式，包括差分放大器219
以對輸出電壓V。ut和參考電壓VRef進行比較，和模擬-數(shù)字轉換器(ADC)
221以將模擬信號轉化為數(shù)字信號。優(yōu)選采用數(shù)字化控制的PWM發(fā)生器 223和前置驅動器225以傳輸脈沖并控制P-FET205和N-FET207。該優(yōu)選
8實施例采用數(shù)字方式控制電源轉換器201,以替代傳統(tǒng)模擬方法并克服其 固有的缺陷。
優(yōu)選地，差分放大器219包括誤差放大器，然而還可使用能產(chǎn)生可用的誤 差信號的其它配置。差分放大器219放大同相(+ )輸入端和反相(一)輸 入端之間的電壓差。反相(一)輸入端與根據(jù)設計需求選定的參考電壓VRef 相連，且同相輸入(+ )端與電源轉換器輸出的輸出電壓Vout相連。在該配 置中，差分放大器219對V()ut與VRef進行比較，并放大兩者的電壓差而得 到輸出誤差信號VE 。 Vout的縮放形式也可用來與VRef相比。在這種情況 下，輸出電壓將成為VRef的倍數(shù)。需要注意的是，由于誤差信號通常很小
(尤其當控制回路鎖定時)，因此誤差放大器的差分輸入范圍會受到限制，
通常只有幾十mV。
差分放大器219輸出的模擬輸出誤差信號V^與ADC221的輸入端相
連接。通過僅轉換Vout與VRef之間的誤差信號V^而代替轉化整個的輸出 信號Vout，由于無論實際的Vout有多大，誤差信號VErr將保持相對較小，
因此這將擴大控制回路203的有效范圍。這使得無需考慮控制回路203過 載，即可實現(xiàn)較大的控制范圍，且還使得控制回路203的模擬部分的設計 變得更加簡單。
ADC 221將由差分放大器219輸出的模擬輸出誤差信號轉化為N比 特的數(shù)字信號D0ut。首先對模擬輸出誤差信號V^進行第一次采樣將其轉 化為離散時間信號，接著將該離散時間信號量化為有限數(shù)量的量化等級而 產(chǎn)生D0ut。對于N比特的數(shù)字信號D0ut，誤差信號V^被量化為2N等級， 每個等級通過量化步長大小進行分級。
ADC 221優(yōu)選采用2-A ( Sigma-Delta) ADC，也可采用其它類型的 ADC，如快閃型ADC,流水線型ADC,逐次逼近型ADC，積分ADC，或 Delta-Encoded ( A編碼)ADC。 ADC 221優(yōu)選地具有低分辨率和高增益， 以產(chǎn)生精度在2比特至8比特之間的輸出，更優(yōu)選為5比特的輸出。ADC 221 優(yōu)選為過采樣ADC (正如下面參考圖7所討論的)，但也可采用奈奎斯特 ADC，其取樣率等于P-FET205和N-FET207的時鐘/開關頻率。
ADC 221的數(shù)字信號Dout與數(shù)字控制的PWM發(fā)生器223的輸入端相連。優(yōu)選地，數(shù)字控制的PWM發(fā)生器223使用計數(shù)器(未顯示)對由ADC221 轉換的值進行計數(shù)。但也可使用其它類型的數(shù)字控制PWM發(fā)生器223，例 如數(shù)字單穩(wěn)態(tài)計時器或各種數(shù)字控制計時器。對于計數(shù)式數(shù)字控制PWM 發(fā)生器223,計數(shù)頻率優(yōu)選為P-FET205和N-FET207開關頻率的倍數(shù)，從 而使其占空比與ADC 221的輸出成比例。
數(shù)字控制PWM發(fā)生器223的輸出信號Pout被傳輸至前置驅動器225 的輸入端。優(yōu)選地，設計前置驅動器225用以放大數(shù)字控制PWM發(fā)生器 223的輸出信號P(M并控制P-FET 205及N-FET 207，從而產(chǎn)生流向電感213 的脈沖。更進一步地，優(yōu)選設計前置驅動器225以能夠阻止從輸入電壓源 209至電源地211的直通電流的方式來控制P-FET205和N-FET207。如上 所述，可以用任意個數(shù)的前置驅動器225控制P-FET 205和N-FET 207， 且這些前置驅動器225均可用于本發(fā)明中。
圖6給出了本發(fā)明的第二個優(yōu)選實施例，在該實施例中，圖2中的ADC 221和數(shù)字化控制PWM發(fā)生器223之間還連接有可編程數(shù)字濾波器601。 該數(shù)字濾波器601優(yōu)選為可編程數(shù)字濾波器，以補充和更好地控制模擬頻 率響應和傳輸特性，這樣可以精確地控制系統(tǒng)的環(huán)響應。另外，可使數(shù)字 濾波器601的頻率響應與控制電路203的其它模擬元件相匹配以實現(xiàn)任何 所需的閉環(huán)響應，從而消除與模擬環(huán)控制相關的問題。
另外，數(shù)字濾波器601除了用于進行頻率響應控制外，還可以通過編 程使其具有附加的功能。這些添加至數(shù)字濾波器601的附加功能包括積分、 微分、提供額外的DC增益、這些功能的組合，這些附加功能可以通過編 程得到。此外，當電源轉換器201和控制電路203工作時，也可對數(shù)字濾 波器601適應性地進行線上再編程，而不需要在每次再編程過程中完全關 斷該系統(tǒng)。
可編程的數(shù)字濾波器601的優(yōu)勢是非常大的。通過使用可編程的數(shù)字 濾波器601以補充和控制模擬元件的頻率響應，并且相對于每個模擬環(huán)響 應都需要設計和建立每個元件來說，其會使系統(tǒng)的設計變得更靈活。并且， 如有必要還可通過對數(shù)字濾波器601進行再編程以在后工藝中對系統(tǒng)進行 調(diào)整，而不是完全地再設計和再制造整個電源轉換器201和控制電路203。圖7給出了本發(fā)明的另一優(yōu)選實施例，其中差分放大器219被合并到 過采樣ADC 701和抽取器703中。通過使用過采樣ADC701,由于可以更 好地捕捉瞬變，系統(tǒng)可更好地對輸出電壓Vout進行平均。此外，在過采樣 ADC 701中可采用更高的時鐘速率，這可使其與先進的工藝技術融合度更好。
在優(yōu)選實施例中，過采樣ADC 701通過將差分放大器219與相互串 聯(lián)的S-A調(diào)制器/ADC701和抽取器703合并實現(xiàn)。優(yōu)選地，該2 - △ ADC 701對輸出信號Vout過采樣以產(chǎn)生數(shù)字輸出Dout時的采樣率遠遠高于奈奎 斯特頻率，因此將量化噪聲集中在較高的頻率中。優(yōu)選地，該S-AADC701 的過采樣頻率最好是奈奎斯特頻率的倍數(shù)，且優(yōu)選地其過采樣率在約2至 約256之間，更為優(yōu)選的過采樣率約為32。
S-△ ADC 701輸出的數(shù)字輸出信號與抽取器703的輸入相連。抽取 器703優(yōu)選具有2個相對獨立的功能。首先，優(yōu)選設計抽取器703用于對 從S - △ ADC 701輸出的數(shù)字輸出信號Dout進行再采樣，并在奈奎斯特率下 產(chǎn)生多比特的數(shù)據(jù)字。此外，抽取器703為低通濾波器以消除主要集中在 較高頻率中的量化噪聲，因此增力。了S-AADC701的精度。對于1比特的 2-A轉換器來說，抽取器可采用簡單的電路實現(xiàn)，即在較低頻率時鐘(奈 奎斯特速率)的一個周期內(nèi)對從轉換器輸出的邏輯"1"的個數(shù)進行統(tǒng)計。
本發(fā)明的這些優(yōu)選實施例提高了電源轉換器控制電路設計和操作的 適應性和靈活性。通過對系統(tǒng)的部分數(shù)字化，無需完全地再設計和再建立 該系統(tǒng)就可實現(xiàn)對整個系統(tǒng)全部環(huán)動態(tài)的控制，本發(fā)明甚至在電路工作時 也可調(diào)整。此外，通過采用過采樣的ADC，該系統(tǒng)可以更好地捕捉瞬態(tài)和 更好的對電源轉換器的輸出電壓進行平均化。
盡管已經(jīng)詳細描述了本發(fā)明及其有益效果，但是在不脫離本發(fā)明的精 神和范圍條件下的各種變化、替代和改造應當理解為附加的權利要求的保 護范圍。例如，可以理解的是保持在本發(fā)明的范圍內(nèi)，本領域技術人員 可對電源轉換器的類型做出變化。
此外，本申請的保護范圍不限于本說明書中描述的工藝、設備、制造、 物質(zhì)的組成、手段、方法和步驟的具體實施例。由于本領域的普通技術人員將很容易從本發(fā)明所公開的內(nèi)容得到啟示，因此根據(jù)本發(fā)明的內(nèi)容，可 以使用目前存在的或之后開發(fā)出的，與此處所描述的相關實施例發(fā)揮基本 相同的作用或達到基本相同的效果的工藝、機器、制造、物質(zhì)的成分、裝 置、方法或步驟。因此，附加的權利要求目的在于保護包括在它們范圍內(nèi) 的工藝、機器、制造、物質(zhì)的成分、裝置、方法或步驟。
權利要求
1、一種用于控制電源轉換器的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括差分單元，其輸入端與被所述電源轉換器控制的電壓相連；與所述差分單元的輸出端互通耦合的模擬-數(shù)字轉換器；與所述模擬-數(shù)字轉換器的輸出端互通耦合的數(shù)字濾波器；和與所述數(shù)字濾波器的輸出端互通耦合的數(shù)字脈沖發(fā)生器。
2、 如權利要求1所述系統(tǒng)，其中，所述數(shù)字濾波器的輸出在約1比特至約8比特之間。
3、 如權利要求l所述系統(tǒng)，其中，所述數(shù)字濾波器控制所述系統(tǒng)的環(huán)響應。
4、 如權利要求i所述系統(tǒng)，其中，所述模擬-數(shù)字轉換器包括i:-a(sigma-delta)調(diào)制器。
5、 如權利要求4所述系統(tǒng)，還包括串行地互通耦合在z-a調(diào)制器和數(shù)字脈沖發(fā)生器之間的抽取器和數(shù)字濾波器。
6、 如權利要求l所述系統(tǒng)，其中，所述差分單元用于產(chǎn)生誤差信號，所述模擬-數(shù)字轉換器過采樣所述誤差信號。
7、 如權利要求l所述系統(tǒng)，還包括與所述數(shù)字脈沖發(fā)生器互通耦合的前置驅動器，以及與差分回路的輸入端和所述前置驅動器的輸出端互通耦合的電源轉換器。
8、 一種用于電源轉換控制的系統(tǒng)，包括差分電路，其包括與參考電壓相連的第一輸入端，與被控制的電壓相連的第二輸入端，和誤差輸出端；與所述差分電路的輸出端互通耦合的模擬-數(shù)字轉換器；與所述模擬-數(shù)字轉換器的輸出端互通耦合的數(shù)字脈沖發(fā)生器。
9、 如權利要求8所述系統(tǒng)，還包括互通耦合在所述模擬-數(shù)字轉換器和所述數(shù)字脈沖發(fā)生器之間的數(shù)字濾波器，所述數(shù)字濾波器控制所述系統(tǒng)的環(huán)響應。
10、 如權利要求8所述系統(tǒng)，其中，所述模擬-數(shù)字轉換器對所述差分電路產(chǎn)生的模擬誤差信號進行過采樣。
11、 如權利要求8所述系統(tǒng)，還包括與所述數(shù)字脈沖發(fā)生器的輸出端互通耦合的前置驅動器。
12、 一種電源轉換系統(tǒng)，包括工作在第 一時鐘頻率下的電源轉換器；與所述電源轉換器的輸出電壓互通耦合的模擬-數(shù)字轉換器，所述模擬-數(shù)字轉換器在高于所述第一時鐘頻率的第二時鐘頻率對所述輸出電壓進行采樣；與所述模擬-數(shù)字轉換器互通耦合的第一數(shù)字濾波器，所述第一數(shù)字濾波器在所述第一時鐘頻率下輸出信號；和與所述第一數(shù)字濾波器和所述電源轉換器互通耦合的數(shù)字脈沖發(fā)生器。
13、 如權利要求12所述電源轉換器系統(tǒng)，其中，所述模擬-數(shù)字轉換器包括S - A調(diào)制器，和互通耦合在所述電源轉換器和所述模擬-數(shù)字轉換器之間的差分電路，所述差分電路向所述模擬-數(shù)字轉換器輸出誤差信號。
14、 如權利要求12所述電源轉換器系統(tǒng)，其中，所述數(shù)字脈沖發(fā)生器包括計數(shù)器。
15、 如權利要求12所述電源轉換器系統(tǒng)，還包括互通連接在所述第一數(shù)字濾波器和所述數(shù)字脈沖發(fā)生器之間的第二數(shù)字濾波器。
全文摘要
本發(fā)明提出一種用于控制電源轉換器的系統(tǒng)和方法。一個實施例包括連接至模擬-數(shù)字轉換器的模擬差分電路，數(shù)字脈沖發(fā)生器和前置驅動器以控制所述電源轉換器。另一實施例還包括作為控制環(huán)路一部分的數(shù)字濾波器，該控制環(huán)路用于控制所述控制電路的環(huán)特性。另外的實施例采用∑-Δ模擬-數(shù)字調(diào)制器和抽取器以替代所述差分電路。
文檔編號H02M3/157GK101540553SQ200810175229
公開日2009年9月23日 申請日期2008年11月4日 優(yōu)先權日2008年3月20日
發(fā)明者艾倫·羅森, 艾瑞克·蘇恩, 賈斯汀·時, 馬丁·肯亞 申請人:臺灣積體電路制造股份有限公司