專利名稱：諧振功率轉(zhuǎn)換器的待機操作的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電源，尤其是，本發(fā)明涉及一種諧振型直流-直
流功率轉(zhuǎn)換器的待機模式操作。
本發(fā)明尤其涉及需要正常水平的功率以及待機模式下使用的較
低水平的功率的設(shè)備。這種設(shè)備的例子是諸如計算機、電視機等消費 電子設(shè)備。
背景技術(shù)：
用于消費應(yīng)用的功率轉(zhuǎn)換器在它們的相對大部分的使用壽命中 在待機條件下以部分負載工作。在以這種操作模式工作時，期望的是 以從主電源提取傳統(tǒng)情況下盡可能低水平的功率。因此，期望的是使 用針對電源的功率轉(zhuǎn)換器設(shè)計，所述功率轉(zhuǎn)換器不但在全負載情況下 以高效率工作，而且在部分負載的情況下尤其是在低待機模式下以高 效率工作。
在操作的標(biāo)稱"無負載"情況下工作的電源至少需要對小功率
電平進行轉(zhuǎn)換以提供給其自身的電路，諸如ic、電阻決策器、和光
耦合器。在500mW (毫瓦)的輸出功率下小于例如300mW的"無 負載"輸入功率和小于1W的輸入功率正作為標(biāo)準(zhǔn)需求變得越來越普
遍o
對于在全負載情況下大于近似100W (瓦特)的功率，諧振LLC 拓撲由于其高效率和小體積/高功率密度是令人感興趣的，并且被普 遍采用。然而，諧振LLC拓撲的主要缺點之一是在低負載操作(當(dāng) 在最普遍的操作模式下，艮卩，使用50%的占空比操作時)的情況下 其效率相對低。該操作模式下的損耗可能是待機功率的幾倍。
在低負載條件下操作諧振電源的第二模式是使用"突發(fā)模式" 操作。在此情況下，諧振電源被周期性地完全關(guān)閉。在開啟諧振電源的同時，不能避免硬切換。而且，需要大輸出濾波器來有效使用突發(fā) 模式操作。
在NXP股份有限公司的專利申請公開WO 2005/112238A2中提
出了一種替代方案。該公開披露了一種方法，其中，兩個控制開關(guān)的 定時為使得高壓側(cè)開關(guān)(HSS)在一個短時間段內(nèi)導(dǎo)通，在該短時間 段期間，初級電流提高到一定水平并且在變壓器中建立磁化能量。在 該時間段期間，傳送了輸出電流的大部分。在該時間段的結(jié)束，HSS 斷開，并且低壓側(cè)開關(guān)(LSS)在該時刻不久之后(如本領(lǐng)域技術(shù)人 員所公知的，諸如有利于LSS的軟導(dǎo)通的時間段的持續(xù)時間)導(dǎo)通。 輸出電流快速降低到0。磁化電流開始在諧振電路中諧振，該諧振電 路由諧振電容器、漏電感和磁化電感串聯(lián)來限定。在與磁化電流的第 N個負最大值相對應(yīng)的時刻，LLS斷開。N的值通常具有從0到數(shù)百。 在由磁化電流對半橋負載充電并且為HSS提供了軟導(dǎo)通的時刻，為 下一 HSS導(dǎo)通時間段做好準(zhǔn)備。
有利的是，該方法使得顯著降低由于磁化電流導(dǎo)致的磁芯損耗 成為可能，這是由于這些損耗對于非常低的占空比來說或多或少地與 導(dǎo)通時間成比例。由于磁化電流的幅度比標(biāo)準(zhǔn)的50%占空比操作模 式的磁化電流的幅度小很多，因此這些損耗被顯著降低。隨著磁化電 流被有利地用于對半橋節(jié)點充電，切換損耗被進一步降低。
然而，在非常低的功率水平上，該方法帶來的益處被減小了 首先，在越來越低的功率水平下，在LSS被斷開以重新開始切換周 期之前跳過了越來越多的諧振周期。這是因為每一切換周期的能量是 恒定的，從而減小了功率，每一切換周期的時間必須增多。但是，隨 著初級側(cè)諧振電路中諧振電流諧振，會出現(xiàn)導(dǎo)致諧振阻尼的一些泄 漏。然而，為了保持軟切換的能力，在切換周期的結(jié)束時刻(即，當(dāng) 電流被用于促進軟切換時的時刻)，某個最小水平的磁化電流必須仍 然駐留在諧振電路中。因此，為了允許在切換周期較長時出現(xiàn)增大的 阻尼，緊接在HSS斷開時刻之后的磁化電流的值應(yīng)該提高。這將導(dǎo) 致較大的磁芯損耗，這是因為這些損耗與提高到功率2.3的磁化電流 的幅度成比例。因此，清楚的是，隨著功率進一步降低，將存在由于阻尼而產(chǎn)生的損耗超過了通過軟切換而避免的切換損耗的時刻。在實際方案中，將在切換損耗和磁化電流損耗之間找到折衷。因此，在實踐中，在比全負載的1%低的功率水平下，LLC轉(zhuǎn)換器的效率可降低
到大約50%至60%或更低。
在該模式下操作功率轉(zhuǎn)換器的第二個缺點是其對輸入電壓變化
的靈敏度，這是因為在HSS導(dǎo)通周期期間，直接傳遞到負載的電流與在磁化電感器中建立的電流的比隨著電壓降低而降低。這會導(dǎo)致對于輸入電壓應(yīng)降低到其標(biāo)稱值的大約75%以下的負載來說根本沒有功率被轉(zhuǎn)換的情況，。需要附加的電路來克服該缺點，隨之而來的是效率進一步降低并且與附加的電路相關(guān)的成本提高。
因此，繼續(xù)需要對LLC諧振功率轉(zhuǎn)換器的操作的改進的方法。
發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供一種在低負載條件下操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，功率轉(zhuǎn)換器包括初級側(cè)電路、變壓器和次級側(cè)電路，初級側(cè)電路包括第一開關(guān)、第二開關(guān)和電容器(Cr)并且具有由電容器(Cr)和變壓器的初級串聯(lián)電感器(Ls)確定的諧振周期，該方法包括連續(xù)步驟在比諧振周期的四分之一長的第一子周期的開始時閉合第一開關(guān)；在第一子周期的結(jié)束和第二子周期的開始時打開第一開關(guān)；在第一死區(qū)時間(dead time)之后閉合第二開關(guān)；以及在領(lǐng)先于第一子周期的開始一個第二死區(qū)時間的時刻打開第二開關(guān)，第一子周期和第二子周期一起限定了大于諧振周期的功率轉(zhuǎn)換器的切換周期。優(yōu)選的是，切換周期大于進一步的諧振周期，其中進一步的諧振周期由電容器(Cr)的電容、變壓器的初級串聯(lián)電感(Ls)和變壓器的磁化電感(Lm)確定。
方便地是，就像傳統(tǒng)上被用于諧振功率轉(zhuǎn)換器中那樣，第一開關(guān)被用作高壓側(cè)開關(guān)，并且第二開關(guān)被用作低壓側(cè)開關(guān)；然而，可選地，第一開關(guān)被用作低壓側(cè)開關(guān)，并且第二開關(guān)被用作高壓側(cè)開關(guān)。
優(yōu)選地，在次級側(cè)電路中的輸出電流脈沖經(jīng)過了一個峰值之后，并且更優(yōu)選地，在該輸出電流脈沖完成了第一個半正弦周期之后，打
9開第一開關(guān)以結(jié)束第一子周期。這帶來了降低磁化損耗的優(yōu)點。
有利的是，在與第一個半正弦周期相對應(yīng)的輸出電流脈沖等于緊接在第一輸出電流脈沖之后的第二輸出電流脈沖的時刻，打開第一開關(guān)以結(jié)束第一子周期。在某些實驗條件下，這被發(fā)現(xiàn)提供了最佳性能。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種在低負載條件下操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，功率轉(zhuǎn)換器具有初級側(cè)電路和次級側(cè)電路，初級側(cè)電路包括第一開關(guān)和第二開關(guān)，該方法包括連續(xù)步驟在第一子周期的開始時閉合第一開關(guān)；在第一子周期的結(jié)束和第二子周期的開始時打開第一開關(guān)；在第一死區(qū)時間之后閉合第二開關(guān)；以及在領(lǐng)先于第一子周期的開始一個第二死區(qū)時間的時刻打開第二開關(guān)，第一子周期和第二子周期限定了大于諧振周期的功率轉(zhuǎn)換器的切換周期，并且該方法進一步包括步驟打開第二開關(guān)以限定在第二子周期期間的傾注間隔的開始時刻，在該傾注間隔期間，輸出電流傾注脈沖在次級側(cè)電路中產(chǎn)生；以及在傾注間隔的結(jié)束時閉合第二開關(guān)。這允許有利地使用磁化電流，并且降低了由于諧振電流的阻尼而導(dǎo)致的損耗。
優(yōu)選的是， 一旦輸出電流傾注脈沖返回到基本為零，則第二開關(guān)被閉合以結(jié)束傾注間隔，并且更優(yōu)選地是，初級側(cè)電路中的諧振電路在第二子周期的第一部分期間存儲能量，并且在傾注間隔期間將該能量傳遞到輸出電流傾注脈沖。這允許輸出電路使用磁化電流的一部分。
有利的是，在諧振龜路達到其第N個負最大值時打開第二開關(guān)以開始傾注間隔，其中N是非負整數(shù)，并且更有利的是，N是l至20范圍內(nèi)的整數(shù)。在這些時刻，最多的能量被存儲在電感中并且因此能夠用于傾注。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供一種操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，該方法還包括步驟通過控制第一子周期的持續(xù)時間來調(diào)節(jié)輸出功率，或者優(yōu)選地通過與第一子周期的持續(xù)時間相結(jié)合地控制在第二死區(qū)時間開始時打開第二開關(guān)的時刻來調(diào)節(jié)輸出功率。這具有效率和精確控制方面的優(yōu)點。優(yōu)選的是，使用與低于電容器(Cr)兩端的電壓(Vcr)的第一開關(guān)和第二開關(guān)之間的節(jié)點處電壓相關(guān)的參數(shù)，通過當(dāng)該參數(shù)處于第一閾值水平時打開開關(guān)來控制在第二死區(qū)時間開始時打開第二開關(guān)的時刻，并且通過當(dāng)該參數(shù)處在第二閾值水平時打開第一開關(guān)來實現(xiàn)對第一子周期的持續(xù)時間的控制。有利的是，該控制方法提供了具有魯棒性的控制，并且降低了由于對諸如電源電壓或輸出負載電壓之類的外部條件或其它條件的改變而導(dǎo)致的假誤差或意料之外的誤差。
優(yōu)選的是，通過控制第二子周期的持續(xù)時間來進一步調(diào)節(jié)輸出
功率，這是通過以下方式實現(xiàn)的如果輸出功率低于第一基準(zhǔn)水平則
將第二子周期減少整數(shù)個諧振周期，并且如果輸出功率高于第二基準(zhǔn)水平，則將第二子周期增大整數(shù)個諧振周期。
有利的是，如果輸出功率超過閾值，則通過上述第二方法調(diào)節(jié)輸出功率，并且如果輸出功率不超過閾值，則根據(jù)上述第一方法來調(diào)節(jié)輸出功率。
本發(fā)明的這些和其它方面將通過參照下述實施例的說明而變得清楚。
以下將通過參考附圖僅以示例的方式來描述本發(fā)明的實施例，
其中
圖1示出了具有未接地的諧振電容器(左側(cè))和接地的諧振電
容器(右側(cè))的諧振功率轉(zhuǎn)換器的典型示圖2示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)工作的諧振功率轉(zhuǎn)換器的波形；
圖3示出了圖2所示的波形的一部分的細節(jié)；
圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的示例性功率轉(zhuǎn)換器；
圖5示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的諧振功率轉(zhuǎn)換器的波形；
圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第一方面的波形；
圖7示出了相對于圖6的波形，根據(jù)那些本發(fā)明第一方面的具有HSS導(dǎo)通的第一子周期的改進的持續(xù)時間的波形；圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的第二方面的各種波形；圖9示出了圖8的波形的一部分的細節(jié)；圖IO示出了根據(jù)本發(fā)明的第一方面和第二方面的波形；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的第三方面的控制方法；圖12示出了用在根據(jù)本發(fā)明的第三方面的非常低功率的應(yīng)用中的控制方法；
圖13示出了根據(jù)本發(fā)明的一個方面對功率轉(zhuǎn)換器的輸出功率進行調(diào)節(jié)的一個方法的波形；以及
圖14示出了調(diào)節(jié)輸出功率的另一方法的波形。
具體實施例方式
圖1示出了具有未接地的諧振電容器(左側(cè))和接地的諧振電容器(右側(cè))的諧振電源100。諧振電源100包括驅(qū)動器/控制器102、半橋104、變壓器106和輸出/負載108。逆變器由半橋104形成逆變器包括兩個開關(guān)Sl和S2。 Sl是高壓側(cè)開關(guān)(HSS)或者控制FET，S2是低壓側(cè)開關(guān)(LSS)或同步FET。本領(lǐng)域技術(shù)人員將會理解，轉(zhuǎn)換器可完全相等地包含具有兩個高壓側(cè)開關(guān)和兩個低壓側(cè)開關(guān)的全橋。在通過電容器105在B點連接到變壓器106的半橋節(jié)點或開關(guān)節(jié)點A處，Sl的源極連接到S2的漏極?？蛇x地，電容器可將(位于A'點的)LSS的低壓側(cè)連接到位于B'點的變壓器。
總的看來，在正常操作期間，開關(guān)S1和S2交替導(dǎo)通。半橋節(jié)點A的電壓因此交替地是高(當(dāng)Sl導(dǎo)通且S2斷開)和低(當(dāng)S2導(dǎo)通且S1斷開)。電容器在某種程度上使電壓平滑。因此，位于B點的變壓器的初級側(cè)存在交流電壓(和交流電流)，交流電壓的幅度取決于切換的線圈間隙因數(shù)或占空比。次級側(cè)電壓(取決于變壓器的匝數(shù)比)因此受到上述占空比影響。
圖2示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的用在待機模式下的諧振功率轉(zhuǎn)換器的波形。如其內(nèi)容在此并入以供參考的專利申請公開WO2005/112238A2中所述，可以以比諧振電路的諧振周期長的切換周期操作電源。在圖2中，波形202與輸入端的電容器電流(即圖1中的IC)相對應(yīng)；波形204與折回的輸出功率(即圖1中的IO)相對應(yīng)；206是電容器電壓VC; 208是開關(guān)節(jié)點電壓VS; 210是驅(qū)動器電壓 VD1，并且212是驅(qū)動器電壓VD2。 Ton表示高壓側(cè)開關(guān)Sl (HSS) 閉合或?qū)ǖ牡谝蛔又芷?；Toff表示高壓側(cè)開關(guān)Sl (HSS)斷開或 打開的第二子周期。
圖3示出了一個切換周期的結(jié)束和下一個切換周期的開始處的 Toff周期和Ton周期的更詳細的部分。在此描述相應(yīng)的波形，艮P: 波形302對應(yīng)于輸入的電容器電流；波形304對應(yīng)于折回的輸出功率； 306是電容器電壓；308是開關(guān)節(jié)點電壓；310是驅(qū)動器電壓VD1， 并且312是驅(qū)動器電壓VD2。
現(xiàn)在將描述根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的諧振功率轉(zhuǎn)換器的操作的相關(guān)方 面。在切換周期的第一子周期期間，S卩，Ton，高壓側(cè)開關(guān)Sl導(dǎo)通 或閉合以導(dǎo)電，并且低壓側(cè)開關(guān)S2打開或斷開。在該周期中，輸出 電流被傳遞到負載，并且在同一時刻，在變壓器中建立磁化能量。因 此，電容器電流302升高，同時VD1 (310)為高。
在該周期的結(jié)束，高壓側(cè)開關(guān)S1斷開，并且低壓側(cè)開關(guān)S2緊 接在該時刻(即，VD1 310變低，其后VD2 312變高)之后導(dǎo)通。 在該條件下，在該電路的供電側(cè)建立諧振。在電容器電流202和電容 器電壓206上，該諧振是可見的。在圖2的示例中，該諧振周期為大 約6ps。該諧振包括某些阻尼，如通過使電容器電流202中的振蕩幅 度減小所示出的那樣。
當(dāng)開關(guān)節(jié)點電流202達到第N個負最大值時，結(jié)束切換周期。 此時，開關(guān)節(jié)點電壓308為零交叉，如在311處所示。LSSS2斷開， 并且其后HSSS1導(dǎo)通以重新開始(下一)切換周期。如本領(lǐng)域所公 知的，LSS S2和HSS Sl不會同時斷開或?qū)ǎ辉跀嚅_LSS和導(dǎo)通 HSS之間以傳統(tǒng)方式引入短延遲或死區(qū)時間。這是由于MOSFET器 件的有限切換次數(shù)而被需要的，并且保證了不會出現(xiàn)同時導(dǎo)通(這會 導(dǎo)致電源短路)的情況。
切換周期在該時刻結(jié)束的原因在于
在功率轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域中公知的是所謂硬切換與損耗相關(guān)。換言 之，存在與設(shè)備相關(guān)的損耗，除非能夠以所謂的軟切換模式來操作設(shè)
13備。然而，對于軟切換或零電壓切換(即，Vds很小并且理想地為 Vds-0)而言，優(yōu)選的是應(yīng)該有在切換時流經(jīng)開關(guān)的主體二極管的可 用電流。在對主體二極管施加正向偏壓之前，需要該電流以對主體二 極管兩端的寄生電容(COSS，或輸出電容)放電。諧振電路提供了這 樣的電流，然而這僅可用于在諧振周期的特定部分切換。因此，在電 流處于一負最大值時的諧振周期期間的時刻允許軟切換，并且在此時 刻開關(guān)兩端的電壓為零。因此，當(dāng)Toff結(jié)束并且切換周期結(jié)束時的
具體時刻被確定為接近諧振電流的第N個負最大值(其中，N是非
負整數(shù)，gp,包括o的正整數(shù))。
然而，當(dāng)Toff周期結(jié)束并且切換周期結(jié)束時的一般時間被以不 同方式確定。由于當(dāng)HSS閉合時通過第一子周期的持續(xù)時間來確定 在切換周期期間被傳遞到負載的能量，并且通過由切換周期自身劃分 的每一周期的能量來限定負載的功率，因此負載所需的能量將確定切 換周期。這設(shè)置了整數(shù)N的值。
本發(fā)明涉及對諧振功率轉(zhuǎn)換器的上述操作方法的變形或改進。 適用于根據(jù)本發(fā)明的操作的諧振功率轉(zhuǎn)換器如圖4所示。類似于圖1， 驅(qū)動器/控制器402 (與半橋驅(qū)動器402a關(guān)聯(lián))工作以驅(qū)動包括高壓 側(cè)開關(guān)(HSS) 412和低壓側(cè)開關(guān)(LSS) 414的逆變器。半橋負載 416的電壓由Vhb表示，并且通過諧振電容器418 (Cr)連接到變壓 器。與變壓器406的初級側(cè)相關(guān)聯(lián)的是磁化電感或互感器(Lm)以 及是切換電感器或初級側(cè)電感器(Ls)。變壓器406的次級側(cè)通過二 極管420的半橋?qū)B接到負載。上述半橋功率轉(zhuǎn)換器整體上是傳統(tǒng) 的，并且對于本領(lǐng)域技術(shù)人員是熟悉的。本發(fā)明可等效地應(yīng)用于其它 類似的如本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟悉的功率轉(zhuǎn)換器，并且其例子是反激變 換器。
兩個諧振周期可以與圖4的電路結(jié)構(gòu)相關(guān)聯(lián)。第一諧振周期(以 下被稱作"靜止諧振周期")與次級二極管420不導(dǎo)通的周期相關(guān)聯(lián)。 該靜止諧振周期是由Cr和(Lm + Ls)所限定的諧振電路的諧振頻率 的倒數(shù)；在具有5ps/小格的比例的圖5中所示的示例中，靜止諧振周 期大約是16w。相反地，在HSS導(dǎo)通的周期期間， 一個次級二極管也導(dǎo)通，并且磁化電感器Lm其后被導(dǎo)通的次級二極管短路。因此， 與該狀態(tài)相關(guān)的諧振周期(以下，被稱作"轉(zhuǎn)換諧振周期")僅由
Cr和Ls所組成的諧振電路限定。由于靜止諧振電流具有比轉(zhuǎn)換諧振 電路(僅有Ls)大的電感(Ls + Lm)，因此相應(yīng)的靜止諧振周期大
于轉(zhuǎn)換諧振周期。
圖5示出了圖2所示的切換周期的部分。波形對應(yīng)于圖2所示 的波形，并且以能夠直接與圖6相比較的形式而再現(xiàn)，圖6示出了根 據(jù)本發(fā)明的第一方面操作的諧振功率轉(zhuǎn)換器的等價波形。即，在圖6 中，由頂部波形606表示電容電壓Vcap， 608表示半橋電壓Vhb， 602表示初級電流Iprim，并且614表示輸出或負載電流Iload。圖7 示出了根據(jù)本發(fā)明的第一方面操作的諧振功率轉(zhuǎn)換器的等價波形，然 而，在該示例中，HSS的導(dǎo)通周期稍長，如與波形608相比較的波 形708的較長脈沖所示。圖7還示出了負載電流Iload中的不相似的 脈沖，分別是脈沖1714a、和脈沖2 714b，它們可以與波形614所示 的兩個更相似的脈沖相比較。圖7還在點a、 b和c示出了在初級電 流Iprim中的第N個最小值，其中N分別等于0， 1禾口 2。
將圖5與圖6和7相比較，本發(fā)明的第一方面的特征在于，等 價于HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時間的半橋點(Vhb)處的電壓脈沖顯著地 長于現(xiàn)有技術(shù)中的半橋點(Vhb)處的電壓脈沖。如圖5所示，現(xiàn)有 技術(shù)中的HSS導(dǎo)通周期是靜止諧振周期的一小部分(從上述Cr和 Lm+Ls導(dǎo)出)；在具有5pis/小格的比例的圖5中所示的示例中，靜 止諧振周期大約是16ps:在此示例中，HSS導(dǎo)通周期大約比靜止諧 振周期的l/8小。然而，在圖6所示的示例中，HSS導(dǎo)通周期近似于 靜止諧振周期的1/6。，并且在圖7中，示出了稍長的HSS導(dǎo)通周期， 其大約為靜止諧振周期的25%。在根據(jù)該方面的方法中，使用現(xiàn)有 技術(shù)中描述的和期望的工作區(qū)域之外的最佳操作點。換言之，HSS 被選擇為顯著地長于圖5所示。這是為了允許初級電流602 (Iprim) 和輸出電流614 (Iload)在HSS被斷開之前跟隨近似于完整的半正 弦波形。因此，與現(xiàn)有技術(shù)相比較出現(xiàn)了每一周期提高的能量傳遞。
根據(jù)轉(zhuǎn)換諧振周期可以看到，HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時間等于或長于轉(zhuǎn)換諧振周期的1/4;這形成了與現(xiàn)有技術(shù)的直接對比，在現(xiàn)有 技術(shù)中，HSS周期的持續(xù)時間被選擇為小于轉(zhuǎn)換諧振周期的1/4，這 是由于在現(xiàn)有技術(shù)中，認識到了需要將初級電流或磁化電流最好保持 為其最大值以下。
發(fā)明人已經(jīng)注意到，在每一周期的很大的能量的情況下，仍然 可能得到低的磁化電流，這甚至可能低于現(xiàn)有技術(shù)的情況。這是因為
當(dāng)提高HSS的導(dǎo)通時間時，首先，磁化電流增大，但是隨著HSS導(dǎo) 通時間的進一步增長，磁化電流的值首先達到最大，其后在更大的 HSS導(dǎo)通時間的情況下，磁化電流的幅度降低，并且達到了最小 值一一但這是在每一周期的能量顯著增大的情況下(由于較長的HSS 導(dǎo)通時間)。
因此，本發(fā)明包含了通常在大約轉(zhuǎn)換諧振周期的1/4和一個諧振 周期之間的HSS導(dǎo)通時間。優(yōu)選的是，諧振將大約在轉(zhuǎn)換諧振周期 的1/4和一半之間。應(yīng)該注意到，對于本發(fā)明所針對的HSS導(dǎo)通時 間的長度，不存在固定的最大值或上限。具體地講，由于在某些情況 (尤其是具有低電源電壓的情況)下，次級二極管不再導(dǎo)通，HSS 導(dǎo)通周期將比轉(zhuǎn)換諧振周期的一半長，并且將更接近一一甚至超 過一一靜止諧振周期的一半。因此，上述限制僅僅是示意性的或近似 的。
另一重要的效果是在HSS斷開之后，第二諧振周期在能量被轉(zhuǎn) 換到負載(圖7中的脈沖2714b)期間出現(xiàn)。第一輸出電流脈沖和第 二輸出電流脈沖的幅度的比被有意地控制以便得到最佳效率；通過如 上所述控制HSS導(dǎo)通周期和低壓側(cè)開關(guān)的精確斷開時刻來實現(xiàn)控 制。已經(jīng)示出，對于該實施例，當(dāng)輸出脈沖脈沖1 714a和脈沖2 714b 二者的幅度近似相等時獲得了最佳效率。由于某些損耗跟隨均方根 (RMS)電流，因此兩個脈沖的等價可以根據(jù)它們的能量(即，電 流幅度的平方)或它們的電流而被以傳統(tǒng)方式確定。明顯的是，圖6 的情況比圖7的情況更接近最佳。
圖8和圖9示出了用于按照根據(jù)本發(fā)明的第二方面的方法工作 的諧振功率轉(zhuǎn)換器的與圖6和圖7所示的那些波形等價的波形。圖8示出了完整的切換周期，同時圖9示出了單個切換周期的第一部分。
波形示出了 Vcap(806)，初級(和磁化)電流Iprim(和Ilm) (802)、 Vhb (808)和Iload (814)。本發(fā)明的此方面與發(fā)明人進行的實現(xiàn) 相關(guān)，該實現(xiàn)即，有利的是通過將電流"傾注"到負載來利用初級側(cè) 諧振電路中存儲的能量的至少一部分。這以如下方式執(zhí)行如上所述， 高壓側(cè)開關(guān)HSS在第一子周期導(dǎo)通，以便將能量傳遞到負載并且對 諧振電路充電。在HSS已被斷開之后，在磁化電流的第N個負最大 值下，低壓側(cè)開關(guān)LSS斷開，但是HSS未導(dǎo)通。在此情況下，Vhb 繞電源一周并且返回。LSS其后導(dǎo)通。大部分能量已被轉(zhuǎn)換，并且"傾 注"到負載。諧振電路中繼續(xù)存在諧振直到切換周期結(jié)束一一盡管諧 振的幅度小于在沒有電流傾注時其曾有的幅度。注意，在很多情況下， 諧振電流可等于LSS斷開時刻的磁化電流和初級電流，這是由于磁 化電流其后等于初級電流(這是由于沒有輸出電流)。然而，如可從 圖9的例子看到，在磁化電流和初級電流分開(與變壓器效率和輸出 電流有關(guān)的量)的時刻。在某些情況下一一諸如圖10的較高功率的 情況一一該分開刻導(dǎo)致在第二輸出電流脈沖期間出現(xiàn)的初級電流中 (但是不在磁化電流中)的負最大值。在這樣的情況下，被關(guān)注的并 且可觸發(fā)LSS斷開的是磁化電流。
現(xiàn)在將參照圖9中的半橋電壓波形(Vhb) 808來更詳細地說明 能量傾注。在時刻1， LSS優(yōu)選地在Vcap 806的正零交叉處斷開。 在時刻2， HSS優(yōu)選地在Vhb 808到達其最大值時斷開。在時刻3， 當(dāng)與在切換周期期間將被轉(zhuǎn)換到負載的能量的量相對應(yīng)的時刻，HSS 斷開。在時刻4， LSS優(yōu)選地在Vhb 808到達其最小值時導(dǎo)通。在時 刻5， LSS在與初級電流中的第N個負最大值相對應(yīng)的時刻斷開。注 意，在該示例中，由于Iload 814等于0，因此初級電流Iprim 802等 于磁化電流Ilm。 一旦LSS斷開，初級電流就將用正弦波電壓的一部 分對Vhb 808充電，在此期間幾乎所有磁化能量都被轉(zhuǎn)換到負載，而 Vhb 808到達與其正好在LSS被斷開之前的值幾乎相同的值?，F(xiàn)在 LSS在時刻6再次導(dǎo)通，這優(yōu)選地正好在Vhb到達其最小值之后。 電流傾注的開始的定時(上述時刻5)優(yōu)選地位于或接近磁化電流的第N個負最大值，這是因為存在諧振能量(等于0.5丄.P2)存
儲在電感中而非電容中的時間。
圖IO示出了與圖8和圖9中的模擬波形相對應(yīng)的根據(jù)本發(fā)明的 該方面的方法的實驗室測量的波形。在此示例中，在與初級電流的第 一負最大值相對應(yīng)的時刻901，電流傾注間隔是清晰可見的。其它示 例將更加清楚，其中，傾注間隔例如在初級電流的第零、第二、第三 或第四負最大值處開始。
如以下將討論的，在某些實施例中，能量傾注方法被用于較低 的功率需求而不被應(yīng)用于較高的功率需求。然而，從無能量傾注到有 能量傾注的突然改變會導(dǎo)致輸出功率中出現(xiàn)不連續(xù)階段，還會使對切 換頻率進行同步時的問題(隨著諧振幅度的強烈下降)增多；而且這 會導(dǎo)致輸出功率或音頻噪聲效果的改變。因此，盡管能量傾注間隔優(yōu) 選地在第零或第一負最大值處開始，(轉(zhuǎn)換器效率的最佳選擇是使用 第零個負最大值)推遲到在第十甚至第二十個負最大值處開始能量傾 注也會是有益的。
本發(fā)明的第三方面涉及根據(jù)本發(fā)明的第一方面和第二方面之一 或這二者對功率轉(zhuǎn)換器的輸出功率進行調(diào)節(jié)的方法。
對功率轉(zhuǎn)換器的輸出功率進行調(diào)節(jié)的第一方法是調(diào)節(jié)反復(fù)時 間。換言之，控制功率轉(zhuǎn)換器的切換周期(SP)。在該調(diào)節(jié)方法中， 將每一周期的能量保持固定。(這就是說，HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時 間與LSS的精確斷開時刻相結(jié)合而被保持。)緊接在HSS的導(dǎo)通之 前的LSS的斷開時刻被選擇為靠近磁化電流的第M個負最大值，這 接近所期望的重復(fù)時間或切換周期。通過改變M的值來進行調(diào)節(jié)。
圖11示意性地示出了根據(jù)該方法的功率調(diào)節(jié)。在步驟920監(jiān)視 瑜出功率Pl:如果輸出功率PL高于負載所需的功率，則在步驟924 通過將LSS的斷開時刻從磁化電流的第M個負最大值改變到磁化電 流的第(M+l)個負最大值來增大切換周期SP。這增大了切換周期， 并且因此減小了輸出功率。反之，如果輸出功率低于負載所需的功率， 則通過將LSS的斷開時刻從磁化電流的第M個負最大值改變到磁化 電流的第(M-l)個負最大值來減小922切換周期SP。這減小了切
18換周期，并且因此提高了輸出功率。
圖13示出了當(dāng)根據(jù)該方法操作功率轉(zhuǎn)換器時獲得的各個相關(guān)波 形的實驗室測量結(jié)果。圖13示出了針對上述被調(diào)節(jié)的示例功率轉(zhuǎn)換
器的電壓Vhb和Vcap連同電流Iload和Iprim。圖13a、 13b禾B 13c
示出了當(dāng)在磁化電流的第零、第一和第二負最大值處LSS斷開(以
終止切換周期)時的相應(yīng)的波形。
對功率轉(zhuǎn)換器的輸出功率進行調(diào)節(jié)的第二方法如下作為功率
轉(zhuǎn)換器的切換周期的重復(fù)時間被保持固定，但是確定了每一周期傳遞 到負載的能量的HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時間被與精確的LSS斷開時刻 相結(jié)合地調(diào)節(jié)；另外，如針對本發(fā)明的第一方面所述，接近磁化電流 的第M個負最大值的緊接在HSS導(dǎo)通之前的LSS斷開時刻被連同 HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時間一起被控制以使得第一輸出電流脈沖(脈 沖l)和第二輸出電流脈沖(脈沖2)的比最優(yōu)化。
圖12示意性地示出了實現(xiàn)了此調(diào)節(jié)功率轉(zhuǎn)換器的方法的控制方 法。監(jiān)視輸出功率水平PL 930:如果輸出功率水平PL低于負載所需 的功率，則采取行動以提高PL:當(dāng)前的每一切換周期的能量(ESP) 與基準(zhǔn)最大水平相比較932，并且如果當(dāng)前的ESP小于所允許的最大 值，則ESP提高934;然而，如果當(dāng)前的ESP等于或大于所允許的 最大值，則通過如上所述的將LSS的斷開時刻從磁化電流的第M個 負最大值改變到磁化電流的第(M-l)個負最大值來減小切換周期 936。反之，如果功率水平Pt高于負載所需的功率，則采取行動以減 小Pl:當(dāng)前的ESP與基準(zhǔn)最小水平相比較942，并且如果當(dāng)前的ESP 高于所允許的最小值，則ESP減小946;然而，如果當(dāng)前的ESP等 于或小于所允許的最小值，則通過如上所述將磁化電流的第M個負 最大值移動到第(M+l)個負最大值來增大切換周期944。
從上述內(nèi)容可見，控制方法的該實現(xiàn)方式包括兩個階段方法 通過調(diào)節(jié)ESP而提供的精細控制；然而，為了避免ESP超出可接受 的限制(最小基準(zhǔn)值和最大基準(zhǔn)值)，通過以分散的步驟(通過整數(shù) 個諧振周期)調(diào)節(jié)切換周期來提供粗略控制。盡管已經(jīng)根據(jù)將切換周 期增大(或減小)單個諧振周期描述了該方法，但是，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員清楚的是，該方法可等效地應(yīng)用于其它整數(shù)個諧振周期的情 況。
可通過直接改變HSS導(dǎo)通周期的持續(xù)時間來對每一切換周期的 能量(ESP)進行控制。如上所述，較長的HSS周期通常與傳遞到負 載的較大能量(即，較高的ESP)相對應(yīng)。然而，ESP還取決于諸如 電源電壓和輸出電壓之類的若干參數(shù)。因此，HSS導(dǎo)通持續(xù)時間不 是每一切換脈沖能量的唯一指示符。
優(yōu)選的是，HSS導(dǎo)通周期被間接控制，并且采用了更復(fù)雜的手 段來控制ESP，如前所述，例如，在NXP股份有限公司的國際專利 申請公開WO 2006/103609A2中，其內(nèi)容結(jié)合于此作為參考。該控制 方法依賴于對斷開LSS的精確時刻(接近在現(xiàn)有技術(shù)下所需的輸入 電流的第M個負最大值)進行控制，當(dāng)節(jié)點Vcap (見圖4)處的電 壓等于一個電平Vcapl時，觸發(fā)該控制。根據(jù)傳統(tǒng)的軟切換定時技術(shù) HSS在死區(qū)時間之后導(dǎo)通。當(dāng)Vcap達到第二預(yù)定電平Vcaph時，HSS 斷開。差(Vcaph-Vcapl)被用作ESP的代表，這是由于通過 (Vcaph-Vcapl)乘以諧振電容器的值來直接確定ESP。從圖4以及 圖1的左側(cè)和右側(cè)可見，可從Vhb和電容Cr兩端的電壓Vcr來計算 Vcap。換言之，Vcpa=Vhb-Vcr。
圖14示出了當(dāng)根據(jù)該方法操作功率轉(zhuǎn)換器時獲得的各個相關(guān)波 形的實驗室測量結(jié)果。圖14示出了對于通過上述ESP來調(diào)節(jié)的示例 功率轉(zhuǎn)換器的電壓Vhb和Vcap連同電流Iload禾卩Iprim。圖14a和 14b示出了與低功率和高功率輸出相對應(yīng)的波形。(在此示例中，在 每一情況下的磁化電流第3個負最大值處斷開LSS)。
根據(jù)本發(fā)明的另一實施例，實現(xiàn)了上述兩種控制方法的組合 在較高功率下，ESP被如上所述地調(diào)節(jié)，從而每一脈沖的能量被保持
在可允許的最小值和可允許的最大值之間。當(dāng)在當(dāng)前的切換周期處傳 遞一定功率所需的每一周期的能量變得過小時，通過分散的步驟來減
小切換周期這導(dǎo)致在每一脈沖的相同能量下的較高功率。反之，當(dāng) 每一周期的能量變得過高時，通過分散的步驟增大切換周期。然而， 在較低的功率下，每一周期的能量被保持固定，并且在切換周期中通過分散的步驟來單獨執(zhí)行調(diào)節(jié)。這樣的兩種控制方法的組合避免了大 量的與功率水平相關(guān)的分散的步驟，這些分散的步驟具有諸如紋波、 音頻噪聲等相關(guān)缺點。
在本發(fā)明的替代實施例中，僅當(dāng)所需的輸出功率低于基準(zhǔn)功率 水平時才使用上述能量傾注方法這是由于使用能量傾注方法傾向于 排除軟切換(這是由于軟切換所需的電流不再可用)。在較高的輸出 負載下，與使用能量傾注方法相關(guān)聯(lián)的硬切換損耗變得等于或超過與 不使用能量傾注方法相關(guān)聯(lián)的磁化損耗。在一個優(yōu)選示例中，確定是 否使用能量傾注方法的基準(zhǔn)功率水平與大約5個諧振周期和大約20 個諧振周期之間的值相對應(yīng)。
上述實施例基于在短間隔期間的高壓側(cè)開關(guān)(HSS)導(dǎo)通和較長 周期的低壓側(cè)開關(guān)導(dǎo)通，在該短間隔期間，初級電流提高到一定水平 并且在變壓器中建立磁化能量，而在該較長周期期間，在初級側(cè)電路
中存在諧振。補充的結(jié)構(gòu)將更加清楚，其中，LSS在短啟動間隔期間 導(dǎo)通，并且HSS在諧振周期期間導(dǎo)通。換言之，HSS和LSS的功能 可互換。在這些情況下，功率轉(zhuǎn)換器以(具有相同的信號但具有相反 的極性——在諧振電容器上的DC電壓中有移動的)基本相同的方式 來工作。由于輸出電流被整流，因此輸出電流沒有顯著改變。對于以 該方法操作的實際設(shè)備需要諸如對HSS驅(qū)動器提供浮動電源之類的 對外部電路不可避免的輔助改變，但是該設(shè)備的操作基本不受影響。
通過閱讀本公開，其它變形和改進對于本領(lǐng)域技術(shù)人員將變得 更清楚。這種變形和改進可包括諧振功率轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域中已知的和可用 于替換或附加到已公開的特征的等價特征和其它特征。
在以上說明書和權(quán)利要求中，描述了某些操作或事件的同時發(fā) 生，在特定時間發(fā)生、或在時間中的特定時刻發(fā)生。應(yīng)該注意，這樣 的術(shù)語被有目的地使用，并且所述事件或操作不限于所指定的精確時 刻，而是包括時間的近似相同或相近。尤其是，通過示例，可根據(jù)已 知技術(shù)來調(diào)節(jié)和改變與HSS導(dǎo)通周期和HSS斷開周期相對應(yīng)的第一 子周期和第二子周期的開始和結(jié)束，所述已知技術(shù)諸如是在HSS導(dǎo) 通周期和LSS導(dǎo)通周期之間提供短的間隔或重疊來使用軟切換的有益效果，如對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說明顯的那樣，并且例如在現(xiàn)有技 術(shù)中所討論的， 一個例子是在上述NXP股份有限公司的專利申請公
開WO 2005/112238A2中所討論的詳細切換定時。
盡管所附權(quán)利要求針對的是特征的特定組合，但是應(yīng)該理解， 本發(fā)明的公開的范圍還包括任何新的特征或在此清楚地、暗示地或概 括地公開的特征的任何新組合，無論其是否涉及與權(quán)利要求中當(dāng)前所 要求的相同的發(fā)明，并且無論其是否緩解了與本發(fā)明所解決的技術(shù)問 題相同的任一或全部技術(shù)問題。
還可在單個實施例中組合地提供在分散的實施例的上下文中所
述的特征。反之，在單個實施例的上下文中簡述的各個特征還可被分 開提供，或者在任一適當(dāng)?shù)淖咏M合中提供。
因此，申請人提醒，新的權(quán)利要求可被表達為在對本申請或從 此導(dǎo)出的任何進一步的申請的審査期間的特征和/或這樣的特征的組合。
為了完整起見，還要說明，術(shù)語"包括"不排除其它元件或步 驟，術(shù)語"一"或"一個"不排除多個，并且權(quán)利要求中的標(biāo)號不應(yīng) 該被理解為限制權(quán)利要求的范圍。
權(quán)利要求
1.一種在低負載條件下操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，該諧振功率轉(zhuǎn)換器包括初級側(cè)電路、變壓器(406)和次級側(cè)電路，初級側(cè)電路包括第一開關(guān)、第二開關(guān)和電容器(Cr)并且具有由電容器(Cr)和變壓器的初級串聯(lián)電感器(Ls)確定的諧振周期，該方法包括連續(xù)步驟在比諧振周期的四分之一長的第一子周期的開始時閉合第一開關(guān)；在第一子周期的結(jié)束和第二子周期的開始時打開第一開關(guān)；在第一死區(qū)時間之后閉合第二開關(guān)；以及在領(lǐng)先于第一子周期的開始一個第二死區(qū)時間的時刻打開第二開關(guān)，第一子周期和第二子周期一起限定了大于諧振周期的功率轉(zhuǎn)換器的切換周期。
2. 如上述權(quán)利要求1所述的方法，其中，第一開關(guān)被用作高壓 側(cè)開關(guān)(412)，并且第二開關(guān)被用作低壓側(cè)開關(guān)(414)。
3. 如上述權(quán)利要求1所述的方法，其中，第一開關(guān)被用作低壓 側(cè)開關(guān)，并且第二開關(guān)被用作高壓側(cè)開關(guān)。
4. 如上述權(quán)利要求2或3所述的方法，其中，切換周期大于進 一步的諧振周期，其中進一步的諧振周期由電容器(Cr)的電容、變 壓器的初級串聯(lián)電感(Ls)和變壓器的磁化電感(Lm)確定。
5. 如上述權(quán)利要求4所述的方法，其中，在次級側(cè)電路中的輸 出電流脈沖經(jīng)過了一個峰值之后，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一 子周期。
6. 如上述權(quán)利要求4所述的方法，其中，在輸出電流脈沖完成了第一個半正弦周期之后，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一子周期。
7. 如上述權(quán)利要求5所述的方法，其中，在與第一個半正弦周期相對應(yīng)的輸出電流脈沖等于緊接在第一輸出電流脈沖之后的第二輸出電流脈沖的時刻，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一子周期。
8. —種在低負載條件下操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，該諧振功 率轉(zhuǎn)換器具有初級側(cè)電路和次級側(cè)電路，初級側(cè)電路包括第一開關(guān)(412)和第二開關(guān)(414)，該方法包括連續(xù)步驟在第一子周期的開始時閉合第一開關(guān)(412);在第一子周期的結(jié)束和第二子周期的開始時打開第一開關(guān)(412);在第一死區(qū)時間之后閉合第二開關(guān)(414);以及 在領(lǐng)先于第一子周期的開始一個第二死區(qū)時間的時刻打開第二 開關(guān)(414)，第一子周期和第二子周期限定了大于諧振周期的功率轉(zhuǎn)換器的 切換周期，并且該方法進一步包括步驟打開第二開關(guān)(414)以限定在第二子 周期期間的傾注間隔的開始，在該傾注間隔期間，輸出電流傾注脈沖 在次級側(cè)電路中產(chǎn)生；以及在傾注間隔的結(jié)束時閉合第二開關(guān)(414)。
9. 如上述權(quán)利要求8所述的方法，其中，第一開關(guān)被用作高壓 側(cè)開關(guān)，并且第二開關(guān)被用作低壓側(cè)開關(guān)。
10. 如上述權(quán)利要求8所述的方法，其中，第一開關(guān)被用作低 壓側(cè)開關(guān)，并且第二開關(guān)被用作高壓側(cè)開關(guān)。
11. 如上述權(quán)利要求9或IO所述的方法，其中， 一旦輸出電流傾注脈沖返回到基本為零，則閉合第二開關(guān)(414)以結(jié)束傾注間隔。
12. 如上述權(quán)利要求9或IO所述的方法，其中，初級側(cè)電路中 的諧振電路在第二子周期的第一部分期間存儲能量，并且在傾注間隔 期間將該能量傳遞到輸出電流傾注脈沖。
13. 如上述權(quán)利要求9或IO所述的方法，其中，在諧振電流達 到其第N個負最大值時打開第二開關(guān)(414)以開始傾注間隔，其中 N是非負整數(shù)。
14. 如上述權(quán)利要求13所述的方法，其中，N是1至20范圍內(nèi) 的整數(shù)。
15. 如上述權(quán)利要求9或IO所述的方法，其中，第一子周期比 諧振周期的四分之一長。
16. 如上述權(quán)利要求15所述的方法，其中，在次級側(cè)電路中的 輸出電流脈沖已經(jīng)過峰值之后，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一子 周期。
17. 如上述權(quán)利要求16所述的方法，其中，在所輸出電流脈沖 完成了第一個半正弦周期之后，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一子 周期。
18. 如上述權(quán)利要求17所述的方法，其中，在與第一個半正弦 周期相對應(yīng)的輸出電流脈沖等于緊接在第一輸出電流脈沖之后的第 二輸出電流脈沖的時刻，打開第一開關(guān)(412)以結(jié)束第一子周期。
19. 如上述權(quán)利要求1至18任一項所述的操作諧振功率轉(zhuǎn)換器 的方法，還包括步驟通過控制第一子周期的持續(xù)時間來調(diào)節(jié)輸出功率。
20. 如上述權(quán)利要求19所述的操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，其 中，通過與第一子周期的持續(xù)時間相結(jié)合地控制在第二死區(qū)時間開始 時打開第二開關(guān)(414)的時刻來調(diào)節(jié)輸出功率。
21. 如上述權(quán)利要求1至18任一項所述的方法，還包括步驟-通過控制第二子周期的持續(xù)時間來調(diào)節(jié)輸出功率，這是通過以下方式 實現(xiàn)的如果輸出功率低于第一基準(zhǔn)水平，則將第二子周期減少(922， 936)整數(shù)個諧振周期，并且如果輸出功率高于第二基準(zhǔn)水平，則將第二子周期增大(924， 944)整數(shù)個諧振周期。
22. 如上述權(quán)利要求19或20所述的方法，其中，通過控制在 第二死區(qū)時間的開始打開第二開關(guān)的時刻以及第一子周期的持續(xù)時 間來調(diào)節(jié)輸出功率，并且如果第一子周期超過第一持續(xù)時間，則通過將第二子周期減少 整數(shù)個諧振周期來進行調(diào)節(jié)，以及如果第一子周期短于比第一持續(xù)時間短的第二持續(xù)時間，則通 過將第二子周期增加整數(shù)個諧振周期來進行調(diào)節(jié)。
23. —種操作諧振功率轉(zhuǎn)換器的方法，如果輸出功率超過閾值， 則如權(quán)利要求22所述執(zhí)行，并且如果輸出功率未超過閾值，則如權(quán) 利要求21所述執(zhí)行。
24. 如上述權(quán)利要求19、 21或22所述的方法，其中，使用與低 于電容器(Cr)兩端的電壓(Vcr)的第一開關(guān)和第二開關(guān)之間的節(jié) 點處電壓(Vhb)相關(guān)的參數(shù)，通過當(dāng)該參數(shù)處于第一閾值水平時打 開開關(guān)來控制在第二死區(qū)時間開始時打開第二開關(guān)的時刻，并且通過當(dāng)該參數(shù)處在第二閾值水平時打開第一開關(guān)來實現(xiàn)對第一子周期的 持續(xù)時間的控制。
25. —種控制電路，其被用于按照權(quán)利要求1至24任一項所述 的方法來操作諧振功率轉(zhuǎn)換器。
26. 如權(quán)利要求25所述的控制電路，其包括集成電路。
27. —種包括如權(quán)利要求25或權(quán)利要求26所述的控制電路的 諧振功率轉(zhuǎn)換器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種在待機模式下操作諧振電源的方法，其中，該電源的切換周期比諧振周期長。功率轉(zhuǎn)換器在一個諧振周期的一個主要部分以正常模式工作。通過使用諧振電流來啟用軟切換，使得盡管切換周期延伸超過諧振周期，也保持有效操作，這是有益的，并且在更有益的是將諧振電流傾注到負載。本發(fā)明還公開了調(diào)節(jié)輸出功率的控制方法。
文檔編號H02M3/337GK101689811SQ200880023342
公開日2010年3月31日 申請日期2008年7月2日 優(yōu)先權(quán)日2007年7月4日
發(fā)明者漢斯·哈爾貝施塔特 申請人:Nxp股份有限公司