專利名稱：功率轉(zhuǎn)換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及不間斷供電電源裝置、太陽能發(fā)電系統(tǒng)、燃料電池發(fā)電系統(tǒng)、或充電電 池儲(chǔ)能系統(tǒng)等的從直流電輸出交流電的功率轉(zhuǎn)換裝置。
背景技術(shù)：
作為用于向計(jì)算機(jī)系統(tǒng)等重要負(fù)載穩(wěn)定地提供交流電的電源裝置，廣泛使用不間 斷供電電源裝置。例如日本專利特開2006-109603號(hào)公報(bào)(專利文獻(xiàn)1)所揭示的那樣， 不間斷供電電源裝置一般包括整流器，該整流器將交流電轉(zhuǎn)換為直流電；逆變器，該逆變 器將直流電轉(zhuǎn)換為交流電；及電容器，該電容器用于對(duì)輸入到逆變器的直流電源進(jìn)行濾波。 平時(shí)整流器將來自商用交流電源的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，一邊對(duì)蓄電池等蓄電裝置進(jìn)行充 電，一邊向逆變器提供直流電。逆變器將直流電轉(zhuǎn)換為交流電來提供給負(fù)載。在商用交流 電源停電的情況下，將來自蓄電裝置的功率提供給逆變器，從而逆變器繼續(xù)向負(fù)載提供交 流電。專利文獻(xiàn)1日本專利特開2006-109603號(hào)公報(bào)

發(fā)明內(nèi)容
上述濾波器包含電抗器及電容器。在高次諧波較大的情況下，需要使用例如具有 較大的電感量的電抗器。為了增大電抗器的電感量，考慮例如增加線圈的匝數(shù)，但電抗器的 體積及重量也增大。因此，若增大電抗器的電感量，則產(chǎn)生不間斷供電電源裝置的體積及重 量增大的問題。然而，在日本專利特開2006-109603號(hào)公報(bào)中，未表示對(duì)于上述不間斷供電 電源裝置的大型化的問題的具體的解決方法。另外，例如日本專利特開2006-109603號(hào)公報(bào)所揭示的那樣，在雙電平的逆變器 電路中，不一定需要采用在逆變器的直流側(cè)串聯(lián)連接多個(gè)電容器的結(jié)構(gòu)，但是若逆變器使 用多電平電路，則需要在逆變器的直流側(cè)的正負(fù)端子間串聯(lián)連接多個(gè)電容器。例如在用三 電平電路構(gòu)成逆變器的情況下，在逆變器的直流側(cè)的正負(fù)極端子間串聯(lián)連接兩個(gè)電容器。 另外，需要從多電平電路向兩個(gè)電容器的連接點(diǎn)(中性點(diǎn))進(jìn)行布線。在這種情況下，由于 因流入中性點(diǎn)的電流而使流過兩個(gè)電容器的電流不同，因此，兩個(gè)電容器的直流電壓可能 會(huì)不平衡。若兩個(gè)電容器的直流電壓不平衡，則會(huì)產(chǎn)生例如向一個(gè)電容器施加過電壓的可 能性。因而，在中性點(diǎn)有布線的情況下，需要抑制中性點(diǎn)電位變動(dòng)，以使得兩個(gè)電容器的直 流電壓相等。以下，將使得兩個(gè)電容器的直流電壓相互相等的控制稱為“平衡控制”。本發(fā)明的目的在于提供一種功率轉(zhuǎn)換裝置，該功率轉(zhuǎn)換裝置除了具有適于小型化 及輕量化的結(jié)構(gòu)，還能不追加特別電路就實(shí)現(xiàn)對(duì)直流電容器的平衡控制。根據(jù)本發(fā)明的某一方面，是一種功率轉(zhuǎn)換裝置，包含第一、第二、第三轉(zhuǎn)換器、及濾 波器。第一轉(zhuǎn)換器包括第一多電平電路，將直流電轉(zhuǎn)換為交流電來提供給負(fù)載，該第一多電 平電路可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間變化的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換。第二轉(zhuǎn)換 器將來自交流電源的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，來提供給第一轉(zhuǎn)換器。第三轉(zhuǎn)換器在由交流電源的供電異常的情況下，轉(zhuǎn)換存儲(chǔ)在蓄電裝置中的功率的電壓值，向第一轉(zhuǎn)換器提供來自 蓄電裝置的直流電。濾波器包含電抗器及電容器，去除由第一轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的高次諧波。根據(jù)本發(fā)明的其他一方面，是一種功率轉(zhuǎn)換裝置，包含第一、第二電容器、第二多 電平電路、直流電提供源、第三多電平電路、及控制裝置。第一及第二電容器串聯(lián)連接在直 流正母線及直流負(fù)母線之間。第二多電平電路與直流正母線、直流負(fù)母線、第一及第二電容 器的中性點(diǎn)相連接，將從交流電源提供給輸入端的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，來輸出到直流正 母線及直流負(fù)母線間。第三多電平電路在直流正母線、直流負(fù)母線、及中性點(diǎn)與第二多電平 電路并聯(lián)連接，對(duì)從直流電提供源提供給輸入端的直流電的電壓進(jìn)行轉(zhuǎn)換，來向直流正母 線及直流負(fù)母線間輸出直流電?？刂蒲b置通過控制第二及第三多電平電路的動(dòng)作來抑制中 性點(diǎn)的電位變動(dòng)。根據(jù)本發(fā)明，能夠?qū)崿F(xiàn)功率轉(zhuǎn)換裝置的小型化及輕量化，并能夠不追加特別電路 就實(shí)現(xiàn)直流電容器的平衡控制。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的不間斷供電電源裝置100的主電路結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)要框 圖。圖2是詳細(xì)說明圖1所示的整流器3、逆變器4的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖3是詳細(xì)說明圖1所示的直流電壓轉(zhuǎn)換器7的結(jié)構(gòu)的圖。圖4是說明控制裝置10所包含的、整流器3及直流電壓轉(zhuǎn)換器7的控制部的框圖。圖5是圖4所示的電壓指令生成電路61的功能框圖。圖6是圖4所示的電壓指令生成電路71的功能框圖。圖7是表示由雙電平(two-level circuit)電路構(gòu)成的單相逆變器的圖。圖8是圖7所示的逆變器41的等效電路。圖9是表示逆變器41的線電壓的圖。圖10是圖2所示的逆變器4的U相橋臂4U及V相橋臂4V的等效電路圖。圖11是表示圖10所示的單相三電平逆變器的線電壓的圖。圖12是表示在將設(shè)置于雙電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為5%、使逆變 器以IOkHz的頻率進(jìn)行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。圖13是表示在將設(shè)置于雙電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為10%、使逆 變器以IOkHz的頻率進(jìn)行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。圖14是表示在將設(shè)置于三電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為5%、使逆變 器以IOkHz的頻率進(jìn)行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。圖15是表示由雙電平逆變器產(chǎn)生的高次諧波電流(圖12)的頻譜的圖。圖16是表示由三電平逆變器產(chǎn)生的高次諧波電流(圖14)的頻譜的圖。圖17是表示雙電平逆變器的對(duì)地電位變動(dòng)及三電平逆變器的對(duì)地電位變動(dòng)的仿 真結(jié)果的圖。圖18是表示雙電平逆變器及三電平逆變器的損耗的仿真結(jié)果的圖。圖19是說明雙電平逆變器及三電平逆變器的損耗的細(xì)目分類的圖。圖20是表示現(xiàn)有的直流電壓轉(zhuǎn)換器中所包含的半導(dǎo)體開關(guān)的結(jié)構(gòu)的圖。
圖21是表示圖3的IGBT元件QlD Q4D的開關(guān)模式和施加到電抗器22的電壓 的圖。圖22是表示圖2所示的整流器3的兩相的結(jié)構(gòu)的等效電路圖。圖23是用于說明圖4所示的整流器控制部53對(duì)整流器3 (三電平PWM整流器) 的一相進(jìn)行PWM控制的信號(hào)波形圖。圖M是對(duì)于每種模式表示整流器的各相橋臂中所包含的四個(gè)IGBT元件的開關(guān)模 式的圖。圖25是表示圖M所示的各模式的一個(gè)相的電路和其電流路徑的圖。圖沈是用于說明利用整流器3而使Ep < En的情況下的平衡控制的信號(hào)波形圖。圖27是用于說明利用整流器3而使Ep > En的情況下的平衡控制的信號(hào)波形圖。圖觀是用于說明由圖4所示的半導(dǎo)體開關(guān)控制部M對(duì)半導(dǎo)體開關(guān)23進(jìn)行PWM 控制的信號(hào)波形圖。圖四是表示半導(dǎo)體開關(guān)23中所包含的IGBT元件QlD Q4D的開關(guān)模式的圖。圖30是表示圖四所示的各模式的電路和其電流路徑的圖。圖31是用于說明利用半導(dǎo)體開關(guān)23而使Ep < En的情況下的平衡控制的信號(hào)波 形圖。圖32是用于說明利用半導(dǎo)體開關(guān)23而使Ep > En的情況下的平衡控制的信號(hào)波 形圖。圖33是表示將本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換裝置應(yīng)用到三相四線制的狀態(tài)的圖。標(biāo)號(hào)說明1商用交流電源2輸入濾波器3整流器3R R相橋臂3S S相橋臂3T T相橋臂4逆變器4U U相橋臂4V V相橋臂4ff W相橋臂5輸出濾波器6 負(fù)載7直流電壓轉(zhuǎn)換器8蓄電池10控制裝置11、11R、11S、11T、15、16、19、19U、19V、19W 電容器12、12R、12S、12T、18、18U、18V、18W、22、22N、22P、45 電抗器13直流正母線14直流負(fù)母線
17直流中性點(diǎn)母線21中性點(diǎn)23、44半導(dǎo)體開關(guān)31,34,35,36 電壓傳感器32、37電流傳感器33停電檢測(cè)電路51、63A 63C、73A、88A 88C 加法器52、82、86A 86C、73B、82、92、94 減法器53整流器控制部54半導(dǎo)體開關(guān)控制部61、71電壓指令生成電路62、72中性點(diǎn)電位控制電路64、74停止電路64A 64C、74A、74B 開關(guān)65 PWM 電路75 PWM 電路81,91基準(zhǔn)值生成電路83直流電壓控制電路84正弦波發(fā)生電路85A 85C乘法器87、95電流控制電路93電壓控制電路100不間斷供電電源裝置101、102、151、152 參照信號(hào)103 105、153 155電壓指令信號(hào)106 108相電壓111 114、121 124、131 134、161 164、171 174、181 184 開關(guān)模式141輸入相電壓142相電流CA、CB、CC、CD 電容器DlD D4D、D1R D6R、D1S D6S、D1T D6T、D1U D6U、D1V D6V、D1W D6W、 DA、DB、DC、DD 二極管QlD Q4D、Q1R Q4R、Q1S Q4S、Q1T Q4T、Q1U Q4U、Q1V Q4V、Q1W Q4W、 QA、QB、QC、QD IGBT 元件RL R 相線SL S 相線TL T 相線UL U 相線VL V 相線
WL W 相線
具體實(shí)施例方式下面，參照附圖，詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施方式。此外，圖中對(duì)于相同或相當(dāng)?shù)牟糠?標(biāo)注相同標(biāo)號(hào)，不再重復(fù)其說明。圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的不間斷供電電源裝置100的主電路結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)要框 圖。參照?qǐng)D1，不間斷供電電源裝置100包括輸入濾波器2、整流器3、逆變器4、輸出濾波 器5、直流電壓轉(zhuǎn)換器(圖中表示為“DC/DC”)7、控制裝置10、直流正母線13、直流負(fù)母線 14、電容器15、16、直流中性點(diǎn)母線17、電壓傳感器31、34、35、36、電流傳感器32、37、停電檢 測(cè)電路33、R相線RL、S相線SL、及T相線TL0輸入濾波器2防止高次諧波向商用交流電源1流出。商用交流電源1是三相交 流電源。輸入濾波器2是包括電容器11(電容器11R、11S、11T)及電抗器12(電抗器12R、 12S、12T)的三相的LC濾波器電路。整流器3將由商用交流電源1通過輸入濾波器2提供的三相交流電轉(zhuǎn)換為直流 電，通過直流正母線13及直流負(fù)母線14將該直流電提供給逆變器4。逆變器4將來自整 流器3的直流電轉(zhuǎn)換為三相交流電。如下文所述那樣，整流器3及逆變器4由三電平電路 構(gòu)成。整流器3及逆變器4通過直流正母線13、直流負(fù)母線14、及直流中心點(diǎn)母線17相連 接。電容器15、16串聯(lián)連接在直流正母線13和直流負(fù)母線14之間，對(duì)直流正母線13 和直流負(fù)母線14之間的電壓進(jìn)行濾波。電容器15、16的連接點(diǎn)即中性點(diǎn)21與直流中性點(diǎn) 母線17相連接。將來自逆變器4的交流電通過輸出濾波器5提供給負(fù)載6。輸出濾波器5去除由 逆變器4的動(dòng)作產(chǎn)生的高次諧波。輸出濾波器5是包括電抗器18(電抗器18U、18V、18W) 及電容器19 (電抗器19U、19V、19W)的三相的LC濾波器電路。直流電壓轉(zhuǎn)換器7將直流正母線13和直流負(fù)母線14之間的直流電壓轉(zhuǎn)換為蓄 電池8的電壓。此外，直流電壓轉(zhuǎn)換器7也可采用將直流正母線13和直流負(fù)母線14之間 的直流電壓和蓄電池8的電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)。此外，將直流電壓轉(zhuǎn)換器7與可進(jìn)行 充放電的蓄電裝置相連接即可，例如也可以將電氣二重層電容器與直流電壓轉(zhuǎn)換器7相連 接。而且，在本實(shí)施方式中，蓄電池8設(shè)置于不間斷供電電源裝置100的外部，但是蓄電池 8也可以內(nèi)置于不11斷供電電源裝置100。電壓傳感器31檢測(cè)出R相線的電壓VR、S相線的電壓VS、及T相線的電壓VTjf 表示電壓VR、VS、VT的三相電壓信號(hào)輸出到控制裝置10及停電檢測(cè)電路33。電流傳感器 32檢測(cè)出R相線的電流頂、S相線的電流IS、及T相線的電流IT，將表示電壓^、IS、IT的 三相電流信號(hào)輸出到控制裝置10。停電檢測(cè)電路33基于來自電壓傳感器31的三相電壓信號(hào)來檢測(cè)商用交流電源1 的停電。停電檢測(cè)電路33將表示商用交流電源1的停電的停電信號(hào)輸出到控制裝置10。直流正母線13和直流負(fù)母線14之間的電壓利用中性點(diǎn)21分壓成電壓Ep，En。電 壓傳感器34檢測(cè)出電容器15的兩端的電壓Ep，將表示電壓Ep的信號(hào)輸出到控制裝置10。 電壓傳感器35檢測(cè)出電容器16的兩端的電壓En，將表示電壓En的信號(hào)輸出到控制裝置10。電壓傳感器36檢測(cè)出蓄電池8的正負(fù)極間的電壓VB，將表示電壓VB的信號(hào)輸出到控 制裝置10。電流傳感器37對(duì)蓄電池8輸出的電流IB進(jìn)行檢測(cè)，將表示電流IB的信號(hào)輸出 到控制裝置10?？刂蒲b置10控制整流器3、逆變器4、及直流電壓轉(zhuǎn)換器7的動(dòng)作。下文將進(jìn)行 詳細(xì)說明，整流器3、逆變器4、及直流電壓轉(zhuǎn)換器7由包含半導(dǎo)體開關(guān)元件的半導(dǎo)體開關(guān) 構(gòu)成。此外，在本實(shí)施方式中，使用IGBTansulatedGate Bipolar Transistor 絕緣柵雙 極型晶體管)作為半導(dǎo)體開關(guān)元件。另外，在本實(shí)施方式中，能夠應(yīng)用PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調(diào)制)控制作為半導(dǎo)體開關(guān)元件的控制方式?？刂蒲b置10接收來自電壓 傳感器31的三相電壓信號(hào)、來自電流傳感器32的三相電流信號(hào)、表示電壓傳感器34檢測(cè) 出的電壓Ep的信號(hào)、表示電壓傳感器35檢測(cè)出的電壓En的信號(hào)、來自停電檢測(cè)電路33的 停電信號(hào)、表示電壓傳感器36檢測(cè)出的電壓VB的信號(hào)、表示電流傳感器37檢測(cè)出的電流 IB的信號(hào)等，來執(zhí)行PWM控制。接著說明本實(shí)施方式的不間斷供電電源裝置100的動(dòng)作。在商用交流電源1能夠 正常地提供交流電的情況下，整流器3將來自商用交流電源1的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，逆變 器4將該直流電轉(zhuǎn)換為交流電來提供給負(fù)載6。另一方面，在商用交流電源停電的情況下， 控制裝置10基于來自停電檢測(cè)電路33的停電信號(hào)來使整流器3停止。而且，控制裝置10 使直流電壓轉(zhuǎn)換器7工作，使得從蓄電池8向逆變器4提供直流電，使逆變器4繼續(xù)提供交 流電。在這種情況下，直流電壓轉(zhuǎn)換器7將蓄電池8的電壓轉(zhuǎn)換為適合作為逆變器4的輸 入電壓的電壓。由此，能夠?qū)涣髫?fù)載穩(wěn)定地提供交流電。圖2是詳細(xì)說明圖1所示的整 流器3、逆變器4的結(jié)構(gòu)的電路圖。參照?qǐng)D2，整流器3包括R相橋臂3R、S相橋臂3S、及T 相橋臂3T。逆變器4包括U相橋臂4U、V相橋臂4V、及W相橋臂4W。整流器3的各相橋臂(3R、3S、3T)及逆變器4的各相橋臂0U、4V、4W)都構(gòu)成作為 三電平電路，包含四個(gè)IGBT元件和六個(gè)二極管。更詳細(xì)而言，R相橋臂3R包括IGBT元件 QlR Q4R和二極管DlR D6R。S相橋臂3S包含IGBT元件QlS Q4S和二極管DlS D6S。T相橋臂3T包含IGBT元件QlT Q4T和二極管DlT D6T。U相橋臂4U包含IGBT元 件QlU Q4U和二極管DlU D6U。V相橋臂4V包含IGBT元件QlV Q4V和二極管DlV D6V。W相橋臂4W包含IGBT元件QlW Q4W和二極管DlW D6W。以下，為了匯總地說明整流器3的各相橋臂及逆變器4的各相橋臂，而將標(biāo)號(hào)R、S、 T、U、V、W—并用標(biāo)號(hào)“X”表示。IGBT元件Qlx Q4x串聯(lián)連接在直流正母線13和直流負(fù) 母線14之間。二極管Dlx IMx分別與IGBT元件Qlx 0虹反向并聯(lián)連接。二極管D5x 與IGBT元件Qlx, Q2x的連接點(diǎn)和中性點(diǎn)21相連接。二極管D6x與IGBT元件Q3x、Q4x的 連接點(diǎn)和中性點(diǎn)21相連接。此外，二極管D5x的陰極與IGBT元件Qlx、Q2x的連接點(diǎn)相連 接，二極管D5x的陽極與中性點(diǎn)21相連接。二極管D6x的陽極與IGBT元件Q3x、Q4x的連 接點(diǎn)相連接，二極管D6x的陰極與中性點(diǎn)21相連接。二極管Dlx Mx起到作為回流二極 管的作用，二極管D5x、D6x起到作為箝位二極管的作用。整流器3的各相橋臂(3R，3S，3T)中，IGBT元件Q2x、Q3x的連接點(diǎn)與交流輸入端 子相對(duì)應(yīng)，二極管D5x、D6x的連接點(diǎn)與直流輸出端子相對(duì)應(yīng)。另一方面，在逆變器4的各相 橋臂GU，4V，4T)中，二極管D5x，D6x的連接點(diǎn)與直流輸入端子相對(duì)應(yīng)，IGBT元件Q2x、Q3x 的連接點(diǎn)與交流輸出端子相對(duì)應(yīng)。整流器3的各相橋臂(3R，3S，3T)的交流輸入端子與相對(duì)應(yīng)的線(R相線RL、S相線SL、T相線TL)相連接，逆變器4的各相橋臂(4U.4V.4S)的交 流輸出端子與相對(duì)應(yīng)的線(U相線UL、V相線VL、W相線WL)相連接。整流器3的各相橋臂 的直流輸出端子及逆變器4的各相橋臂的直流輸入端子與中性點(diǎn)21相連接。圖3是詳細(xì)說明圖1所示的直流電壓轉(zhuǎn)換器7的結(jié)構(gòu)的圖。參照?qǐng)D3，直流電壓 轉(zhuǎn)換器7包括電抗器22和半導(dǎo)體開關(guān)23。半導(dǎo)體開關(guān)23包括串聯(lián)連接在直流正母線13 和直流負(fù)母線14之間的IGBT元件QlD G4D、及分別與IGBT元件QlD Q4D反向并聯(lián)連 接的二極管DlD D4D。半導(dǎo)體開關(guān)23中，IGBT元件Q1D、Q2D的連接點(diǎn)與電抗器22P的一端相連接，IGBT 元件Q3D、Q4D的連接點(diǎn)與電抗器22N的一端相連接。電抗器22P的另一端與蓄電池8的正 極相連接，電抗器22N的另一端與蓄電池8的負(fù)極相連接。圖4是說明控制裝置10所包含的、整流器3及直流電壓轉(zhuǎn)換器7的控制部的框圖。 參照?qǐng)D4，控制裝置10包括加法器51、減法器52、整流器控制部53、及半導(dǎo)體開關(guān)控制部 54。加法器51將表示電壓傳感器34檢測(cè)出的電容器15的電壓的電壓值Ep、加上電壓傳感 器35檢測(cè)出的電容器16的電壓值En，輸出直流正母線13和直流負(fù)母線14之間的電壓值 (Ep+En)。減法器52從電壓值Ep中減去電壓值En，來輸出電壓差(Ep-En)的值。整流器控制部53包括電壓指令生成電路61、中性點(diǎn)電位控制電路62、加法器 63A 63C、停止電路64、及PWM電路65。電壓指令生成電路61接收電壓傳感器31檢測(cè) 出的電壓VR、VS、VT、電流傳感器32檢測(cè)出的電流IR、IS、IT、及加法器51算出的電壓值 (Ep+En)，生成分別與R相、S相、T相相對(duì)應(yīng)的電壓指令值VRO*、VSO*, VT0*。中性點(diǎn)電位控 制電路62從減法器52接收表示電壓差(Ep-En)的值，生成電壓指令值Vf。例如中性點(diǎn) 電位控制電路62通過對(duì)電壓差(Ep-En)進(jìn)行比例運(yùn)算或比例積分運(yùn)算，來生成電壓指令值 VI*。加法器63A將電壓指令值VR0*、Vf相加，來生成電壓指令值VR*。加法器6 將電 壓指令值VS(f、Vf相加，來生成電壓指令值VS*。加法器63C將電壓指令值VT(f、Vf相加， 來生成電壓指令值Vf。停止電路64包括開關(guān)64A 64C。在來自停電檢測(cè)電路33的信號(hào)表示商用交流 電源1為正常的情況下(例如，信號(hào)的邏輯值為“1”的情況)，設(shè)定開關(guān)64A 64C，使得電 壓指令值VR*、VS*、Vf傳遞至PWM電路65。在來自停電檢測(cè)電路33的信號(hào)表示商用交流電 源1為停電的情況下(例如，信號(hào)的邏輯值為“0”的情況)，使開關(guān)64A 64C都接地。由 此，停止向PWM電路65輸入電壓指令值，同時(shí)向整流器3的所有IGBT元件提供斷開信號(hào)， 整流器3停止。PWM電路65基于電壓指令值VR*、VS*, Vf，來輸出用于使電壓傳感器31所檢測(cè)出 的電壓VR、VS、VT分別與電壓指令值VR*、VS*、Vf相等的信號(hào)。該信號(hào)是用于驅(qū)動(dòng)整流器3 的各相橋臂所包含的四個(gè)IGBT元件的信號(hào)。半導(dǎo)體開關(guān)控制部M包括電壓指令生成電路71、中性點(diǎn)電位控制電路72、加法 器73A、減法器73B、停止電路74、及PWM電路75。電壓指令生成電路71接收電壓傳感器36檢測(cè)出的電壓VB、電流傳感器37檢測(cè)出 的電流IB、及加法器51算出的電壓值(Ep+En)，生成用于將電壓值Ep、En控制為預(yù)定的電 壓的電壓指令值V*。
中性點(diǎn)電位控制電路72從減法器52接收表示電壓差(Ep-En)的值，生成電壓指 令值VBf。例如中性點(diǎn)電位控制電路72通過對(duì)電壓差(Ep-En)進(jìn)行比例運(yùn)算或比例積分 運(yùn)算，來生成電壓指令值VBf。例如在Ep-En > 0的情況下，中性點(diǎn)電位控制電路72將電 壓指令值VBf設(shè)定為負(fù)值。另一方面，在Ep-En < 0的情況下，中性點(diǎn)電位控制電路72將 電壓指令值VBf設(shè)定為正值。加法器73A將電壓指令值VBl*相加，來生成電壓指令值VA*。減法器7 從電 壓指令值壙中減去電壓指令值VBf，來生成電壓指令值VB*。電壓指令值VA*、VB*是用于分 別控制半導(dǎo)體開關(guān)23的上橋臂及下橋臂的電壓的指令值，是用于使電壓Ep、En之差為0的 電壓Ep、En的指令值。中性點(diǎn)電位控制電路72、加法器73A、及減法器7 構(gòu)成以下指令值 生成電路即，基于電壓差(Ep-En)及電壓指令值V*，來生成用于分別控制電壓Ep、En的電 壓指令值VA*、VB*，使得電壓差(Ep-En)成為0。停止電路74包括開關(guān)74A、74B。在來自停電檢測(cè)電路33的信號(hào)表示商用交流電 源1為正常的情況下，使開關(guān)74A、74B都接地。由此，停止向PWM電路75輸入電壓指令值， 同時(shí)向直流電壓轉(zhuǎn)換器7的所有IGBT元件提供斷開信號(hào)，直流電壓轉(zhuǎn)換器7停止。另一方 面，在來自停電檢測(cè)電路33的信號(hào)表示商用交流電源1停電的情況下，設(shè)定開關(guān)74A、74B， 使得將電壓指令值VA*、VB*傳輸?shù)絇WM電路75，向直流電壓轉(zhuǎn)換器7的IGBT元件提供導(dǎo)通 /斷開指令。PWM電路75基于電壓指令值VA*、VB*，輸出用于驅(qū)動(dòng)半導(dǎo)體開關(guān)23中所包含的四 個(gè)IGBT元件的信號(hào)。圖5是圖4所示的電壓指令生成電路61的功能框圖。參照?qǐng)D5，電壓指令生成電 路61包括基準(zhǔn)值生成電路81、減法器82、86A 86C、直流電壓控制電路83、正弦波發(fā)生 電路84、乘法器85A 85C、及電流控制電路87。基準(zhǔn)值生成電路81生成電壓值(Ep+En)的基準(zhǔn)值即基準(zhǔn)值Eref。減法器82對(duì) 基準(zhǔn)值Eref、與由加法器51生成的電壓值(Ep+En)之差進(jìn)行計(jì)算。直流電壓控制電路83 計(jì)算電流指令值Γ，該電流指令值用于控制流入到整流器3的輸入側(cè)的電流，使得基準(zhǔn)值 Eref與電壓值(Ep+En)之差成為0。直流電壓控制電路83對(duì)例如基準(zhǔn)值與所檢測(cè)出的電 壓值的誤差進(jìn)行比例運(yùn)算或比例積分運(yùn)算，從而算出電流指令值Γ。正弦波發(fā)生電路84輸出與商用交流電源1的R相電壓為同相的正弦波信號(hào)、與商 用交流電源1的S相電壓為同相的正弦波信號(hào)、及與商用交流電源1的T相電壓為同相的 正弦波信號(hào)。三個(gè)正弦波信號(hào)分別輸入到乘法器85A 85C，來與電流指令值Γ相乘。由 此，生成與商用交流電源1的相電壓為同相的電流指令值IS*. If。減法器86A對(duì)電流指令值IR*與由電流傳感器32檢測(cè)出的R相電流頂之差進(jìn)行 計(jì)算。減法器86B對(duì)電流指令值IS*與由電流傳感器32檢測(cè)出的S相電流IS之差進(jìn)行計(jì) 算。減法器86C對(duì)電流指令值If與由電流傳感器32檢測(cè)出的T相電流IT之差進(jìn)行計(jì)算。電流控制電路87生成電壓指令值VRa*、VSa*, VTa*,作為要向電抗器32施加的電 壓，使得電流指令值IR*與R相電流頂之差、電流指令值IS*與S相電流IS之差、及電流指 令值If與T相電流IT之差都為0。電流控制電路87通過對(duì)例如電流指令值與由電流傳 感器檢測(cè)出的電流值之差進(jìn)行比例控制或比例積分控制來放大，從而生成電壓指令值。加法器88A將電壓指令值VRa*加上由電壓傳感器31檢測(cè)出的R相電壓VR，來生成電壓指令值VR0*。加法器88B將電壓指令值VSa*加上由電壓傳感器31檢測(cè)出的S相電 壓VS，來生成電壓指令值VS(f。加法器88C將電壓指令值VTf加上由電壓傳感器31檢測(cè) 出的T相電壓VT，來生成電壓指令值VT(f。利用具有以上結(jié)構(gòu)的整流器控制部53來控制整流器3，從而電流IR、IS、IT成為 與商用交流電源1同相且為正弦波的電流，因此能夠使功率因素大致為1。圖6是圖4所示的電壓指令生成電路71的功能框圖。參照?qǐng)D6，電壓指令生成電 路71包括基準(zhǔn)值生成電路91、減法器92、電壓控制電路93、加法器94、及電流控制電路 95。基準(zhǔn)值生成電路91生成電壓值(Ep+En)的基準(zhǔn)值即基準(zhǔn)值Eref。減法器92對(duì)基準(zhǔn) 值Eref與由加法器51生成的電壓值(Ep+En)之差進(jìn)行計(jì)算。電壓控制電路93基于電壓 傳感器36檢測(cè)出的蓄電池8的電壓VB，來算出對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)值Eref和電壓值(Ep+En)之差 的電流指令值IB*。電壓控制電路93對(duì)例如基準(zhǔn)值與所檢測(cè)出的電壓值的誤差進(jìn)行比例運(yùn) 算或比例積分運(yùn)算，從而算出電流指令值IB*。加法器94對(duì)于由電壓控制電路93生成的電 流指令值IB*與由電流傳感器37檢測(cè)出的蓄電池8的電流值IB進(jìn)行減法運(yùn)算。電流控制 電路95基于電流指令值IB*與電流值IB之差，來生成電壓指令值壙。本實(shí)施方式的不間斷供電電源裝置100中，整流器3、逆變器4由三電平電路構(gòu)成。 現(xiàn)有的功率轉(zhuǎn)換裝置中，為了減少半導(dǎo)體開關(guān)元件的數(shù)量等的目的，一般逆變器由雙電平 電路構(gòu)成。由于逆變器由三電平電路構(gòu)成，因此，相比現(xiàn)有的功率轉(zhuǎn)換裝置，能夠抑制高次 諧波。圖7是表示由雙電平電路(two-level circuit)構(gòu)成的單相逆變器的圖。參照?qǐng)D 7，逆變器41包括U相橋臂41U、及V相橋臂41V。U相橋臂41U和V相橋臂41V并聯(lián)連接 在直流正母線42和直流負(fù)母線43之間，且相互具有相同的結(jié)構(gòu)。U相橋臂41U包含串聯(lián) 連接在直流正母線42和直流負(fù)母線43之間的IGBT元件QA、QB ；和分別與IGBT元件QA、 QB反向并聯(lián)連接的二極管DA、DB。IGBT元件QA、QB的連接點(diǎn)與U相線UL相連接。V相橋 臂41V具有將上述U相橋臂41U的結(jié)構(gòu)中的U相線UL替換成V相線VL的結(jié)構(gòu)。直流正母線42和直流負(fù)母線43之間串聯(lián)連接有電容器CA、CB。中性點(diǎn)0是電容 器CA、CB的連接點(diǎn)。電容器CA的兩端電壓及電容器CB的兩端電壓都為Ε/2 (E為預(yù)定值)。圖8是圖7所示的逆變器41的等效電路。參照?qǐng)D8，U相橋臂41U等效于在直流 正母線42和直流負(fù)母線43之間切換U相線UL的連接目標(biāo)的開關(guān)。若考慮將中性點(diǎn)0接 地，若開關(guān)進(jìn)行動(dòng)作，則U相線UL的電壓Vu在E/2和-E/2之間切換。V相線VL的電壓Vv 與電壓Vu進(jìn)行相同的變化。由此，雙電平電路將直流電壓E轉(zhuǎn)換為具有兩個(gè)值(E/2、-E/2) 的交流電壓。圖9是表示逆變器41的線電壓的圖。參照?qǐng)D9，線電壓(電壓Vu和電壓Vv之差) 在Ε、0、-Ε之間切換。在由雙電平電路構(gòu)成的逆變器(雙電平逆變器)中，線電壓的最小變 化幅度等于電壓E。圖10是圖2所示的逆變器4的U相橋臂4U及V相橋臂4V的等效電路圖。參照 圖10，U相橋臂4U等效于在直流正母線13、中性點(diǎn)21、及直流負(fù)母線14之間切換U相線 UL的連接目標(biāo)的開關(guān)。通過該開關(guān)進(jìn)行動(dòng)作，則U相線UL的電壓Vu在Ε/2、0、-Ε/2之間 切換。V相線VL的電壓Vv也與電壓Vu進(jìn)行相同的變化。由此，三電平電路是可將直流電 壓和具有三個(gè)值的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的電路。
圖11是表示圖10所示的單相三電平逆變器的線電壓的圖。參照?qǐng)D11，線電壓(電 壓Vu和電壓Vv之差)在E、E/2、0、-E/2、-E之間切換。在由三電平電路構(gòu)成的逆變器(三 電平逆變器)中，線電壓的最小變化幅度等于E/2。從圖9及圖11中可知，三電平逆變器比雙電平逆變器的線電壓的變化幅度要小。 線電壓的變化幅度越小，則由于逆變器的輸出電壓的波形越發(fā)生細(xì)微的變化，因此能夠使 其波形越接近正弦波。電壓波形越接近正弦波，則越能夠減小因逆變器的動(dòng)作而產(chǎn)生的高 次諧波。因而，相比于雙電平逆變器，三電平逆變器能夠降低高次諧波。圖12是表示在將設(shè)置于雙電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為5%、使逆變 器以IOkHz的頻率進(jìn)行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。圖13是表示 在將設(shè)置于雙電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為10%、使逆變器以IOkHz的頻率進(jìn) 行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。根據(jù)圖12及圖13的仿真，若比較總 高次諧波失真(TotalHarmonic Distortion ；THD)，則在電抗器電感量為5%的情況下，THD 為6. 4%，而通過使電抗器電感量增加到10%，從而THD降低到3. 2%。所謂THD，是表示高次諧波分量的有效值之和與基波的有效值之比。THD較小，則 意味著高次諧波分量較小。圖12及圖13表示因增大電抗器電感量而THD減小的情況。但 若為了減小高次諧波分量而增大電抗器電感量，則需要增加線圈的匝數(shù)等，會(huì)發(fā)生電抗器 的體積及重量增加的問題。圖14是表示在將設(shè)置于三電平逆變器的輸出側(cè)的濾波電抗器設(shè)定為5%、使逆變 器以IOkHz的頻率進(jìn)行開關(guān)的情況下對(duì)電抗器電流進(jìn)行仿真后的結(jié)果的圖。參照?qǐng)D14及 圖12可知，若濾波電抗器的電感量相同，則三電平逆變器能比雙電平逆變器更好地抑制高 次諧波分量。在圖14所示的仿真結(jié)果中，THD為3. 2%。圖15是表示由雙電平逆變器產(chǎn)生的高次諧波電流(圖12)的頻譜的圖。圖16是 表示由三電平逆變器產(chǎn)生的高次諧波電流(圖14)的頻譜的圖。參照?qǐng)D15及圖16可知， 與頻率無關(guān)，三電平逆變器能比雙電平逆變器更好地抑制高次諧波分量。此外，圖15及圖 16的頻譜是根據(jù)仿真獲得的。在仿真中，設(shè)輸入逆變器的直流電壓為500V，負(fù)載為IOkW的 三相電阻負(fù)載，輸出電壓(線電壓)為208Vrms。由此，根據(jù)本實(shí)施方式，通過利用三電平電路構(gòu)成逆變器，從而能夠減小由該逆變 器生成的高次諧波。由此，由于能夠?qū)⒕哂休^小電感量的電抗器用作濾波器，因此能夠減小 電抗器的體積及重量。因而，根據(jù)本實(shí)施方式，能夠?qū)崿F(xiàn)功率轉(zhuǎn)換裝置的小型化及輕量化。在本實(shí)施方式中，通過利用三電平電路構(gòu)成逆變器，還能夠獲得以下效果。在功率 轉(zhuǎn)換裝置中，將逆變器的輸入側(cè)直流電容器與作為直流電源的電容較大的蓄電池等連接。 若逆變器進(jìn)行動(dòng)作時(shí)對(duì)地電位變動(dòng)較大，則因直流電路的較大的寄生電容而噪音產(chǎn)生量增 大。若利用雙電平逆變器構(gòu)成逆變器4，則由于輸出電壓的變化幅度增大，因此對(duì)地電位變 動(dòng)也增大。然而，在本實(shí)施方式中，通過利用三電平逆變器構(gòu)成逆變器4，從而能使其輸出電 壓的變化幅度比雙電平逆變器的情況要小。由此，由于能夠減小對(duì)地電位變動(dòng)，因此能夠降 低噪音產(chǎn)生量。圖17是表示雙電平逆變器的對(duì)地電位變動(dòng)及三電平逆變器的對(duì)地電位變動(dòng)的仿 真結(jié)果的圖。在仿真中，將輸入到逆變器的直流電壓設(shè)定為360V。參照?qǐng)D17，若設(shè)雙電平逆 變器的對(duì)地電位變動(dòng)為1〔P. u〕，則三電平逆變器的對(duì)地電位變動(dòng)為0.5〔p.u(標(biāo)么值)〕。如圖17所示，三電平逆變器能夠減小對(duì)地電位變動(dòng)。而且，根據(jù)本實(shí)施方式，能夠降低逆變器4的損耗。所謂逆變器4的損耗，具體而 言，是指導(dǎo)通損耗(IGBT元件及二極管的各通電時(shí)的損耗)及IGBT的開關(guān)損耗。圖18是表示雙電平逆變器及三電平逆變器的損耗的仿真結(jié)果的圖。圖19是說 明雙電平逆變器及三電平逆變器的損耗的細(xì)目分類的圖。在該仿真中，設(shè)直流輸入電壓為 600V，開關(guān)頻率為10kHz，交流輸出電壓(線電壓)為380Vrms，負(fù)載的大小為275kW。此外， 雙電平逆變器中所包含的IGBT元件為1200V-600A等級(jí)，三電平逆變器中所包含的IGBT元 件為600V-600A等級(jí)。參照?qǐng)D18及圖19，三電平逆變器的整體的損耗成為雙電平逆變器的整體的損耗 的83%。其理由在于降低了開關(guān)損耗。如圖18所示，對(duì)于開關(guān)損耗，三電平逆變器比雙電 平逆變器要小(33%)。其理由在于，相比雙電平逆變器，三電平逆變器能夠減小施加到一 個(gè)半導(dǎo)體開關(guān)元件的電壓。如圖19所示，在雙電平逆變器中，開關(guān)損耗占據(jù)整體損耗的較多的比例(63% )。 三電平逆變器能夠大幅降低該開關(guān)損耗。因而，在三電平逆變器中，盡管相比雙電平逆變器 其導(dǎo)通損耗增加，但相比雙電平逆變器能夠減小整體的損耗。通過減小逆變器的損耗，從而 能夠提高功率轉(zhuǎn)換裝置的動(dòng)作效率。在本實(shí)施方式中，由于整流器3也是由三電平電路構(gòu)成的，因此利用整流器3也能 獲得與逆變器4相同的效果。具體而言，能夠使輸入濾波器中包含的電抗器小型化。由此， 能夠更進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)功率轉(zhuǎn)換裝置的小型化及輕量化。另外，由于能夠抑制對(duì)地電位變動(dòng)，因 此，也能夠降低整流器3的噪音產(chǎn)生量。另外，由于能夠降低整流器3的損耗，因此，能夠提 高功率轉(zhuǎn)換裝置的動(dòng)作效率。除此效果之外，由于整流器3和逆變器4能夠共用構(gòu)成元器 件，因此能夠力圖降低功率轉(zhuǎn)換裝置的成本。而且，現(xiàn)有的直流電壓轉(zhuǎn)換器7具有如圖20的半導(dǎo)體開關(guān)44所示那樣串聯(lián)連接 兩個(gè)IGBT元件QC、QD的結(jié)構(gòu)。如圖3所示，本實(shí)施方式中，通過串聯(lián)連接四個(gè)IGBT元件來 構(gòu)成半導(dǎo)體開關(guān)，從而能夠降低流過電抗器22的電流的脈動(dòng)分量。在圖20的結(jié)構(gòu)的情況 下，在IGBT元件QC導(dǎo)通、IGBT元件QD斷開時(shí)，向電抗器45施加(E-VB)的電壓，在IGBT元 件QC斷開、IGBT元件QD導(dǎo)通時(shí)，向電抗器45施加(-VB)的電壓。因而，開關(guān)所引起的電 抗器電壓差成為E。與此不同的是，在圖3的結(jié)構(gòu)中，在僅使IGBT元件Q2D、Q3D導(dǎo)通時(shí)，向 電抗器22施加(-VB)的電壓，在僅使IGBT元件Q1D、Q4D導(dǎo)通時(shí)，向電抗器22施加(E-VB) 的電壓，但除此之外，有僅使IGBT元件Q1D、Q3D導(dǎo)通、或僅使IGBT元件Q2D、Q4D導(dǎo)通的情 況，此時(shí)，向電抗器22施加E/2-VB的電壓。圖21表示IGBT元件QlD Q4D的開關(guān)模式和施加到電抗器22的電壓。根據(jù)圖 21可知，直流電壓轉(zhuǎn)換器7能夠施加到電抗器22的電壓也具有三電平。根據(jù)圖3的結(jié)構(gòu)， 能夠使因開關(guān)引起的電抗器電壓差為E/2，能夠減小流過電抗器22的電流的脈動(dòng)分量。由 此，由于能夠減小電抗器22的電感量，能夠使電抗器22小型化，因此，能夠更進(jìn)一步力圖使
功率轉(zhuǎn)換裝置小型化及輕量化。另外，在雙電平逆變器電路中，不需要采用在逆變器直流側(cè)串聯(lián)連接多個(gè)電容器 的結(jié)構(gòu)，但在本實(shí)施方式中，由于逆變器是由三電平電路構(gòu)成，因此，需要在逆變器的直流 側(cè)的正負(fù)端子間串聯(lián)連接多個(gè)電容器。另外，電容器15、16的連接點(diǎn)(中性點(diǎn)21)需要與來自逆變器4的直流中性點(diǎn)母線17相連接。在這種情況下，由于因流入中性點(diǎn)21的電流而使流過兩個(gè)電容器15、16的電流不 同，因此，兩個(gè)電容器的直流電壓(Ep，En)可能會(huì)不平衡。若兩個(gè)電容器的直流電壓不平 衡，則會(huì)產(chǎn)生例如向一個(gè)電容器施加過電壓的可能性。因而，在本實(shí)施方式中實(shí)施用于抑制 中性點(diǎn)電位變動(dòng)的控制(平衡控制)，以使得電壓Ep、En相互相等。圖22是表示圖2所示的整流器3的兩相的結(jié)構(gòu)的等效電路。參照?qǐng)D22，在等效電 路中，將R相橋臂3R及S相橋臂3S分別表示作為開關(guān)。在該等效電路中，例如逆變器動(dòng)作 時(shí)的交流輸出成為三個(gè)電位狀態(tài)(p、c、n)中的任一個(gè)。圖23是用于說明圖4所示的整流器控制部53對(duì)整流器3 (三電平PWM整流器)的 一相進(jìn)行PWM控制的信號(hào)波形圖。此外，在以下說明中，將各相橋臂所包含的四個(gè)IGBT元 件的標(biāo)號(hào)表示為Ql Q4。參照?qǐng)D23，由于整流器3以功率因素為1. 0進(jìn)行運(yùn)行，因此，輸入相電壓141及相 電流142的極性一致。電壓指令信號(hào)103是未經(jīng)中性點(diǎn)電位控制電路62進(jìn)行校正的狀態(tài) 下的電壓指令信號(hào)。在PWM電路65中，通過比較電壓指令信號(hào)103和參照信號(hào)101、102的 高低，來決定R相(S相、T相也相同)所包含的四個(gè)IGBT元件的開關(guān)模式。在這種情況下 的相橋臂的IGBT元件Ql Q4的開關(guān)模式成為開關(guān)模式111 114，整流器3的輸出電壓 成為相電壓106。電壓指令信號(hào)104是在Ep < En的情況下由中性點(diǎn)電位控制電路62進(jìn)行了校正 后的電壓指令信號(hào)，是向電壓指令信號(hào)103加上調(diào)整信號(hào)Vcl的信號(hào)。在PWM電路65中， 通過比較電壓指令信號(hào)104和參照信號(hào)101、102的高低，來決定R相(S相、T相也相同)所 包含的四個(gè)IGBT元件的開關(guān)模式。在這種情況下的相橋臂的IGBT元件Ql Q4的開關(guān)模 式成為開關(guān)模式121 124，整流器3的輸出電壓成為相電壓107。電壓指令信號(hào)105是在Ep > En的情況下由中性點(diǎn)電位控制電路62進(jìn)行了校正 后的電壓指令信號(hào)，是向電壓指令信號(hào)103加上調(diào)整信號(hào)Vc2的信號(hào)。在PWM電路65中， 通過比較電壓指令信號(hào)105和參照信號(hào)101、102的高低，來決定R相(S相、T相也相同)所 包含的四個(gè)IGBT元件的開關(guān)模式。在這種情況下的相橋臂的IGBT元件Ql Q4的開關(guān)模 式成為開關(guān)模式131 134，整流器3的輸出電壓成為相電壓108。此外，電壓指令信號(hào)103對(duì)應(yīng)于來自電壓指令生成電路61的電壓指令值(VR0*， 乂50^1^)，各調(diào)整信號(hào)￥(31、￥(32對(duì)應(yīng)于來自中性點(diǎn)電位控制電路62的電壓指令值VI*。對(duì) 于電壓指令值Vf，在Ep < En的情況下為正，在Ep > En的情況下為負(fù)。由圖23可知，相橋臂的IGBT元件的開關(guān)模式包括三種模式。圖M對(duì)于每種模式 表示R相(S相、T相也相同)所包含的四個(gè)IGBT元件的開關(guān)模式。圖25表示圖M所示 的各模式的一個(gè)相的電路和其電流路徑。圖25(a)表示模式1。在模式1中，對(duì)正側(cè)的濾波電容器15充電。圖25(b)表示 模式2。在模式2中，正側(cè)的濾波電容器15及負(fù)側(cè)的濾波電容器16的蓄電狀態(tài)基本不變。 圖25 (c)表示模式3。在模式3中，對(duì)負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。圖沈是用于說明因整流器3而Ep < En的情況下的平衡控制的信號(hào)波形圖。參 照?qǐng)D沈，在Ep < En的情況下，為了使濾波電容器15和16的電壓平衡，中性點(diǎn)電位控制電 路62對(duì)電壓指令信號(hào)103加上調(diào)整信號(hào)Vc 1，進(jìn)行調(diào)整，以使得電壓指令信號(hào)成為電壓指令信號(hào)104。在PWM電路65中，通過比較電壓指令信號(hào)104和參照信號(hào)101、102的高低，從而 獲得IGBT元件Ql Q4的開關(guān)模式121 124。在輸入相電壓141及相電流142為正的 期間tl、t2、t3、t4，向正側(cè)的濾波電容器15充電。在輸入相電壓141及相電流142為負(fù)的 期間t5、t6、t7、t8、t9，向負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。若比較無校正的開關(guān)模式(111 114)和有校正的開關(guān)模式(121 1M)，則由于正側(cè)的濾波電容器15的充電期間比負(fù)側(cè)的 濾波電容器16的充電期間要長(zhǎng)，因此能夠使電壓Ep比電壓En要多上升。由于輸出調(diào)整信 號(hào)Vcl，使得Ep = En，因此平滑電容器15、16的電壓一致，達(dá)到平衡。圖27是用于說明因整流器3而Ep > En的情況下的平衡控制的信號(hào)波形圖。參 照?qǐng)D27，在Ep > En的情況下，為了使濾波電容器15和16的電壓平衡，中性點(diǎn)電位控制電 路62對(duì)電壓指令信號(hào)103加上調(diào)整信號(hào)Vc2，進(jìn)行調(diào)整，以使得電壓指令信號(hào)成為電壓指令 信號(hào)105。在PWM電路65中，通過比較電壓指令信號(hào)105和參照信號(hào)101、102的高低，從而 獲得IGBT元件Ql Q4的開關(guān)模式131 134。在輸入相電壓141及相電流142為正的 期間tl、t2、t3、t4，向正側(cè)的濾波電容器15充電。在輸入相電壓141及相電流142為負(fù)的 期間t5、t6、t7、t8、t9，向負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。若比較無校正的開關(guān)模式(111 114)和有校正的開關(guān)模式(131 134)，則由于正側(cè)的濾波電容器15的充電期間比負(fù)側(cè)的 濾波電容器16的充電期間要短，因此能夠使電壓En比電壓Ep要多上升。由于輸出調(diào)整信 號(hào)Vc2，使得Ep = En，因此平滑電容器15、16的電壓一致，達(dá)到平衡。此外，由于向各相的電壓指令信號(hào)加上相同的調(diào)整信號(hào)Vcl或Vc2，因此，能夠?qū)?轉(zhuǎn)換器所輸出的線電壓沒有影響，而控制濾波電容器的電壓平衡。例如在向電壓指令信號(hào) 加上調(diào)整信號(hào)Vcl的情況下，校正后的相電壓、校正前及校正后的線電壓由下式表示。此 外，下式中的Vc 1表示調(diào)整信號(hào)Vc 1的電壓。(1)校正后的相電壓Vu' = Vu+VclVv' = Vv+VclVw' = Vw+Vcl(2)校正前的線電壓Vuv = Vu-VvVvw = Vv-
Vwu = Vw-Vu(3)校正后的線電壓Vuv，= Vu' -Vv' = Vu+Vcl-Vv-Vcl = Vu-Vv = VuvVvw，= Vv' -Vw' = Vv+Vcl-Vw-Vcl = Vv-Vw = VvwVwu' = Vw' -Vu' = Vw+Vcl-Vu-Vcl = Vw-Vu = Vwu接著，說明半導(dǎo)體開關(guān)23及半導(dǎo)體開關(guān)控制部M對(duì)濾波電容器進(jìn)行的電位控制。 圖觀是用于說明由圖4所示的半導(dǎo)體開關(guān)控制部M對(duì)半導(dǎo)體開關(guān)23進(jìn)行PWM控制的信 號(hào)波形圖。參照?qǐng)D觀，電壓指令信號(hào)巧4是未經(jīng)中性點(diǎn)電位控制電路72進(jìn)行校正的狀態(tài)下 的電壓指令信號(hào)。在Ep < En的情況下，調(diào)整信號(hào)Vcl所示的電壓指令值(VBf)成為正。在這種情 況下，中性點(diǎn)電位控制電路72對(duì)電壓指令信號(hào)巧4加上調(diào)整信號(hào)Vcl，從而將IGBT元件QlD
16及Q3D的電壓指令信號(hào)改變?yōu)殡妷褐噶钚盘?hào)153。另外，中性點(diǎn)電位控制電路72對(duì)指令信 號(hào)IM減去調(diào)整信號(hào)Vcl，從而將IGBT元件Q2D及Q4D的電壓指令信號(hào)改變?yōu)樾Ｕ蟮碾?壓指令信號(hào)155。根據(jù)圖觀可知，半導(dǎo)體開關(guān)23所包含的四個(gè)IGBT元件QlD Q4D的開關(guān)模式包 括三種模式。圖四表示IGBT元件QlD Q4D的開關(guān)模式。圖30表示圖四所示的各模式 的電路和其電流路徑。圖30(a)表示模式1。在模式1中，對(duì)正側(cè)的濾波電容器15充電。圖30(b)表示 模式2。在模式2中，正側(cè)的濾波電容器15及負(fù)側(cè)的濾波電容器16的蓄電狀態(tài)基本不變。 圖30 (c)表示模式3。在模式3中，對(duì)負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。返回圖28，在PWM電路75中，通過比較電壓指令信號(hào)154和參照信號(hào)151的高低， 從而獲得IGBT元件Q1、Q3的開關(guān)模式161，163。另外，在PWM電路75中，通過比較電壓指 令信號(hào)巧4和參照信號(hào)152的高低，從而獲得IGBT元件Q2、Q4的開關(guān)模式162，164。由此， 如圖31所示，在參照信號(hào)151的各周期T中，在期間t 1的區(qū)間，IGBT元件QlD Q4D以 模式1進(jìn)行運(yùn)行，向正側(cè)的濾波電容器15充電。另外，在參照信號(hào)152的各周期T中，在期 間t2的區(qū)間，IGBT元件QlD Q4D以模式3進(jìn)行運(yùn)行，向負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。在Ep < En的情況下，通過比較電壓指令信號(hào)153和參照信號(hào)151的高低，從而獲 得IGBT元件Q1D、Q3D的開關(guān)模式171，173。另外，通過比較電壓指令信號(hào)155和參照信號(hào) 152的高低，從而獲得IGBT元件Q2D、Q4D的開關(guān)模式172，174。在這種情況下，如圖31所 示，在參照信號(hào)151的各周期T中，在期間tl’的區(qū)間，IGBT元件QlD Q4D以模式1進(jìn)行 運(yùn)行，向正側(cè)的濾波電容器15充電。另外，在參照信號(hào)152的各周期T中，在期間t2’的區(qū) 間，IGBT元件QlD Q4D以模式3進(jìn)行運(yùn)行，向負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。若比較無校正 的開關(guān)模式(161 164)和有校正的開關(guān)模式(171 174)，則由于正側(cè)的濾波電容器15 的充電期間(tl’)比負(fù)側(cè)的濾波電容器16的充電期間(t2’)要長(zhǎng)，因此能夠使電壓Ep比 電壓En要多上升。由于輸出調(diào)整信號(hào)Vcl，使得Ep = En，因此平滑電容器15、16的電壓一 致，達(dá)到平衡。在Ep > En的情況下，調(diào)整信號(hào)Vcl所示的電壓指令值(VBf)成為負(fù)。在這種情 況下，中性點(diǎn)電位控制電路72對(duì)電壓指令信號(hào)巧4加上調(diào)整信號(hào)Vcl，從而將IGBT元件QlD 及Q3D的電壓指令信號(hào)改變?yōu)殡妷褐噶钚盘?hào)155。另外，中性點(diǎn)電位控制電路72對(duì)指令信 號(hào)IM減去調(diào)整信號(hào)Vcl，從而將IGBT元件Q2D及Q4D的電壓指令信號(hào)改變?yōu)樾Ｕ蟮碾?壓指令信號(hào)153。在這種情況下，在PWM電路75中比較電壓指令信號(hào)155和參照信號(hào)151的高低， 從而獲得圖32所示的開關(guān)模式181、183作為IGBT元件Q1D、Q3D的開關(guān)模式。另外，在PWM 電路75中比較電壓指令信號(hào)153和參照信號(hào)152的高低，從而獲得圖32所示的開關(guān)模式 182、184作為IGBT元件Q2D、Q4D的開關(guān)模式。在Ep > En的情況下，如圖32所示，在參照信號(hào)151的各周期T中，在期間tl’的 區(qū)間，IGBT元件QlD Q4D以模式1進(jìn)行運(yùn)行，向正側(cè)的濾波電容器15充電。另外，在參 照信號(hào)152的各周期T中，在期間t2’的區(qū)間，IGBT元件QlD Q4D以模式3進(jìn)行運(yùn)行，向 負(fù)側(cè)的濾波電容器16充電。若比較無校正的開關(guān)模式(161 164)和有校正的開關(guān)模式 (181 184)，則由于正側(cè)的濾波電容器15的充電期間(tl’)比負(fù)側(cè)的濾波電容器16的充電期間(t2’)要短，因此能夠使電壓En比電壓Ep要多上升。由于輸出調(diào)整信號(hào)Vcl，使得 Ep = En，因此平滑電容器15、16的電壓一致，達(dá)到平衡。此外，如下式所示，根據(jù)調(diào)整信號(hào)Vcl，模式1、模式3的占空比變化，但是將模式1 和模式3相加的期間的占空比不變。在本實(shí)施方式中，由于對(duì)兩個(gè)電壓指令信號(hào)中的一個(gè) 加上相同的調(diào)整信號(hào)Vcl，對(duì)另一個(gè)減去相同的調(diào)整信號(hào)Vcl，因此能夠不影響直流電壓轉(zhuǎn) 換器7的升壓動(dòng)作，而控制濾波電容器15、16的電壓平衡。(1)對(duì)于電壓指令信號(hào)IM的占空比IGBT 元件 Q1D、Q3D 的占空比 dl3 dl3 = tl/TIGBT 元件 Q2D、Q4D 的占空比 d24 d24 = t2/TIGBT元件Ql Q4的占空比dl4 dl4 = dl3+d24 = (tl+t2)/T(2)對(duì)于電壓指令信號(hào)153及155的占空比IGBT 元件 Q1、Q3 的占空比 dl3，dl3，= tl，/TIGBT 元件 Q2、Q4 的占空比 d24，d24，= t2，/TIGBT元件Ql Q4的占空比dl4，dl4，= dl3，+d24，= (tl，+t2，)/T = (tl+t2)/T = dl4如以上所說明的那樣，在本實(shí)施方式中，由于整流器3及直流電壓轉(zhuǎn)換器7所包含 的半導(dǎo)體開關(guān)23采用三電平電路，因此在商用交流電源正常時(shí)，能夠利用整流器3執(zhí)行平 衡控制，在商用交流電源停電時(shí)，利用直流電壓轉(zhuǎn)換器7(半導(dǎo)體開關(guān)23)執(zhí)行平衡控制。因 而，根據(jù)本實(shí)施方式，能夠不追加特別的電路就執(zhí)行對(duì)直流電容器(濾波電容器)的平衡控 制。此外，直流電壓轉(zhuǎn)換器也能進(jìn)行以下動(dòng)作即，在整流器進(jìn)行動(dòng)作時(shí)將整流器輸出 的直流電壓轉(zhuǎn)換為蓄電池的充電電壓。由此，由于能夠?qū)⑿铍姵乇３衷诔錆M電的狀態(tài)，因此 在商用交流電源停電的情況下，能夠延長(zhǎng)由蓄電池驅(qū)動(dòng)負(fù)載的時(shí)間。另外，本發(fā)明不限于僅直流電壓轉(zhuǎn)換器及整流器中的某一方向逆變器提供直流 電，也可以是直流電壓轉(zhuǎn)換器及整流器這兩者向逆變器提供直流電。另外，在本實(shí)施方式中表示了三電平電路，但構(gòu)成逆變器、整流器、直流電壓轉(zhuǎn)換 器的電路只要是可將直流電壓和至少具有三個(gè)電壓值的交流電壓或直流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn) 換的電路(多電平電路)即可。因而，能夠?qū)δ孀兤鞯葢?yīng)用將直流電壓和至少具有五個(gè)電 壓值的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的五電平電路。另外，在本實(shí)施方式中，表示了可應(yīng)用于三相三線制的交流電源及負(fù)載的不間斷 供電電源裝置，但本發(fā)明也可應(yīng)用于三相四線制的交流電源及負(fù)載，在三相四線的情況下， 如圖33所示，只要將電容器11、19的中點(diǎn)和中性點(diǎn)21連接即可。另外，交流電源及交流負(fù) 載不限定于三相，也可以是單相。在這種情況下，整流器及逆變器只要各包含兩個(gè)多電平電 路即可。
另外，在本實(shí)施方式中，是對(duì)使用蓄電池的不間斷供電電源裝置的應(yīng)用例進(jìn)行了 說明，但對(duì)于使用多電平電路來實(shí)現(xiàn)濾波器的小型化、輕量化、及抑制對(duì)地電位變動(dòng)，可應(yīng) 用到太陽能發(fā)電系統(tǒng)、燃料電池發(fā)電系統(tǒng)、或充電電池儲(chǔ)能系統(tǒng)等的從直流電輸出交流電 的功率轉(zhuǎn)換裝置。應(yīng)該認(rèn)為這里所揭示的實(shí)施方式在各個(gè)方面是舉例表示，而不是限制性的?？烧J(rèn) 為本發(fā)明的范圍并不是由上述說明表示，而是由權(quán)利要求的范圍表示，包含與權(quán)利要求的 范圍同等的意義及范圍內(nèi)的所有變更。
權(quán)利要求
1.功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，包括第一及第二電容器(15、16)，該第一及第二電容器(15、16)串聯(lián)連接在直流正母線 (13)及直流負(fù)母線(14)之間；第一轉(zhuǎn)換器G)，該第一轉(zhuǎn)換器(4)包含第一多電平電路(4U)，將直流電轉(zhuǎn)換為交流電 來提供給負(fù)載(6)，該第一多電平電路GU)采用可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間 變化的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，且與所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、 所述第一及第二電容器(15、16)的中性點(diǎn)相連接；第二轉(zhuǎn)換器(3)，該第二轉(zhuǎn)換器(3)包含第二多電平電路(3R)，將來自交流電源的交流 電轉(zhuǎn)換為直流電來提供給所述第一轉(zhuǎn)換器G)，所述第二多電平電路(3R)采用與所述第一 多電平電路GU)相同的結(jié)構(gòu)，且在所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、及所述中 性點(diǎn)與第一多電平電路GU)并聯(lián)連接；直流電提供源(8)，該直流電提供源(8)將直流電提供給所述第一轉(zhuǎn)換器(4)； 濾波器(5)，該濾波器(5)包含電抗器(18)及電容器(19)，去除由所述第一轉(zhuǎn)換器(4) 產(chǎn)生的高次諧波；以及控制裝置(10)，該控制裝置(10)通過控制所述第二多電平電路(3R)的動(dòng)作，來抑制所 述中性點(diǎn)的電位變動(dòng)。
2.—種功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，包括第一及第二電容器(15、16)，該第一及第二電容器(15、16)串聯(lián)連接在直流正母線 (13)及直流負(fù)母線(14)之間；第一轉(zhuǎn)換器，該第一轉(zhuǎn)換器(4)包含第一多電平電路(4U)，將直流電轉(zhuǎn)換為交流電 來提供給負(fù)載(6)，該第一多電平電路GU)采用可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間 變化的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，且與所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、 所述第一及第二電容器(15、16)的中性點(diǎn)相連接；第二轉(zhuǎn)換器(3)，該第二轉(zhuǎn)換器(3)包含第二多電平電路(3R)，將來自交流電源的交流 電轉(zhuǎn)換為直流電來提供給所述第一轉(zhuǎn)換器G)，所述第二多電平電路(3R)采用與所述第一 多電平電路GU)相同的結(jié)構(gòu)，且在所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、及所述中 性點(diǎn)與第一多電平電路GU)并聯(lián)連接；第三轉(zhuǎn)換器(7)，該第三轉(zhuǎn)換器(7)包含第三多電平電路(23)，對(duì)來自直流電提供源 (8)的直流電的電壓值進(jìn)行轉(zhuǎn)換，向所述第一轉(zhuǎn)換器(4)提供來自所述直流電提供源(8)的 直流電，所述第三多電平電路采用可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間變化的 直流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，且在所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、及所述 中性點(diǎn)與所述第一及第二多電平電路并聯(lián)連接；濾波器(5)，該濾波器(5)包含電抗器(18)及電容器(19)，去除由所述第一轉(zhuǎn)換器(4) 產(chǎn)生的高次諧波；以及控制裝置(10)，該控制裝置(10)通過控制所述第三多電平電路的動(dòng)作，來抑制所 述中性點(diǎn)的電位變動(dòng)。
3.—種功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，包括第一及第二電容器(15、16)，該第一及第二電容器(15、16)串聯(lián)連接在直流正母線 (13)及直流負(fù)母線(14)之間；第一轉(zhuǎn)換器G)，該第一轉(zhuǎn)換器(4)包含第一多電平電路(4U)，將直流電轉(zhuǎn)換為交流電 來提供給負(fù)載(6)，該第一多電平電路GU)采用可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間 變化的交流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，且與所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、 所述第一及第二電容器(15、16)的中性點(diǎn)相連接；第二轉(zhuǎn)換器(3)，該第二轉(zhuǎn)換器(3)包含第二多電平電路(3R)，將來自交流電源的交流 電轉(zhuǎn)換為直流電來提供給所述第一轉(zhuǎn)換器G)，所述第二多電平電路(3R)采用與所述第一 多電平電路GU)相同的結(jié)構(gòu)，且在所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、及所述中 性點(diǎn)與第一多電平電路GU)并聯(lián)連接；第三轉(zhuǎn)換器(7)，該第三轉(zhuǎn)換器(7)包含第三多電平電路(23)，對(duì)來自直流電提供源 (8)的直流電的電壓值進(jìn)行轉(zhuǎn)換，向所述第一轉(zhuǎn)換器(4)提供來自所述直流電提供源(8)的 直流電，所述第三多電平電路采用可以將直流電壓和至少在三個(gè)電壓值之間變化的 直流電壓進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)，且在所述直流正母線(13)、所述直流負(fù)母線(14)、及所述 中性點(diǎn)與所述第一及第二多電平電路并聯(lián)連接；濾波器(5)，該濾波器(5)包含電抗器(18)及電容器(19)，去除由所述第一轉(zhuǎn)換器(4) 產(chǎn)生的高次諧波；以及控制裝置(10)，該控制裝置(10)通過控制所述第二及所述第三多電平電路(3R，23)的 動(dòng)作，來抑制所述中性點(diǎn)的電位變動(dòng)。
4.如權(quán)利要求3所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，所述控制裝置(10)在所述交流電源(1)的供電正常的情況下，使所述第二多電平電路 (3R)進(jìn)行動(dòng)作，且使所述第三多電平電路停止，另一方面，在所述交流電源(1)的所述 供電異常的情況下，使所述第二多電平電路(3R)停止，且使所述第三多電平電路進(jìn)行 動(dòng)作。
5.如權(quán)利要求1至4的任一項(xiàng)所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于，所述控制裝置(10)基于所述第一電容器(1 的兩端的電壓(Ep)和所述第二電容器 (16)的兩端的電壓(En)之差，來控制相對(duì)應(yīng)的多電平電路，以使得所述第一電容器(15)的 充電期間及所述第二電容器(16)的充電期間變化，從而抑制所述中性點(diǎn)的所述電位變動(dòng)。
6.如權(quán)利要求1至5的任一項(xiàng)所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述第一多電平電路GU)包括第一至第四半導(dǎo)體開關(guān)元件toiu Q4U)，該第一至第四半導(dǎo)體開關(guān)元件OilU Q4U) 串聯(lián)連接在所述直流正母線(13)和所述直流負(fù)母線(14)之間；第一至第四回流二極管(DlU D4U)，該第一至第四回流二極管(DlU D4U)分別與所 述第一至第四半導(dǎo)體開關(guān)元件tolU Q4U)反向并聯(lián)連接；第一箝位二極管(D5U)，該第一箝位二極管(D5U)連接在所述中性點(diǎn)和所述第一 及第二半導(dǎo)體開關(guān)元件(Q1U，Q2U)的連接點(diǎn)之間；以及第二箝位二極管(D6U)，該第二箝位二極管(D6U)連接在所述中性點(diǎn)和所述第三 及第四半導(dǎo)體開關(guān)元件(Q3U，Q4U)的連接點(diǎn)之間。
全文摘要
本發(fā)明的目的在于提供一種功率轉(zhuǎn)換裝置。功率轉(zhuǎn)換裝置(100)包括逆變器(4)，該逆變器(4)將直流電轉(zhuǎn)換為交流電來提供給負(fù)載；整流器(3)，該整流器(3)將來自交流電源(1)的交流電轉(zhuǎn)換為直流電來提供給逆變器(4)；以及直流電壓轉(zhuǎn)換器(7)，該直流電壓轉(zhuǎn)換器(7)在由交流電源(1)的供電異常的情況下，轉(zhuǎn)換存儲(chǔ)在蓄電池(8)中的功率的電壓值，向逆變器(4)提供來自蓄電池(8)的直流電。整流器(3)包括多電平電路即第一三電平電路。同樣地，直流電壓轉(zhuǎn)換器(7)包含第二三電平電路?？刂蒲b置(10)通過控制第一及第二多電平電路來抑制第一及第二電容器(15、16)的中性點(diǎn)(21)的電位變動(dòng)。
文檔編號(hào)H02J3/38GK102132480SQ20088013091
公開日2011年7月20日 申請(qǐng)日期2008年8月22日 優(yōu)先權(quán)日2008年8月22日
發(fā)明者佐藤愛德華多和秀, 安保達(dá)明, 山本融真, 木下雅博 申請(qǐng)人:東芝三菱電機(jī)產(chǎn)業(yè)系統(tǒng)株式會(huì)社