專利名稱：功率因子校正器的制作方法
技術領域：
這里所公開的實施例總體上涉及一種功率電路以及功率因子校正。
背景技術：
工程師們將一般的交流(AC)功率(power)(干線功率(mainspower))轉(zhuǎn)換成直流 (DC)功率，以供多個消費設備使用。功率管理系統(tǒng)使用在功率消耗方面具有低損耗的組件 (例如，電感器、二極管、電容器、變壓器以及其他開關(JFET、MOSFET等))，將來自主電源 (main source)的AC功率轉(zhuǎn)換成DC功率。工程師們可以通過集中于從主電源汲取的電流 的諧波以及干線電壓與從主電源汲取的電流之間的相位關系，來降低主電源的損耗；干線 供電(mains power supplying)的效率通過功率因子來度量。AC到DC功率系統(tǒng)的功率因 子可以定義為從主電源汲取的實際功率與均方根(rms)電壓Vms和電流Inns的乘積的比值。主要由橋式整流器、開關式電源(SMPS)和控制電路組成的功率因子校正器(PFC) 廣泛用于幫助使功率管理系統(tǒng)中的功率因子最大化，并且已經(jīng)用于個人計算機、適配器以 及照明設備中的功率管理。因此，功率因子是評價PFC的總體性能的關鍵參數(shù)。在低負載 條件下工作的PFC的功率因子近來已經(jīng)變得越來越重要，這是由于PFC目前可以在大多數(shù) 工作時間內(nèi)工作于低負載條件下。同樣，以多個干線電壓電平操作的PFC的功率因子始終 是重要的，這是由于不同國家之間干線電壓有著很大不同?，F(xiàn)有技術中的其他功率因子校 正器控制在SMPS中使用的控制開關的接通時間，其中，在PFC穩(wěn)定之后接通時間保持恒定 時間段。作為示例，PFC中的典型SMPS設計可以使用置于橋式整流器和濾波器之后的升壓 (boost)轉(zhuǎn)換器。由于橋式整流器之后是濾波器電流，所以在橋式整流器的輸出處的電流可 以不等于由升壓轉(zhuǎn)換器汲取的電流。在低負載或高干線電壓條件下，由于升壓轉(zhuǎn)換器所汲 取的電流較小，因此橋式整流器之后的濾波器電流可以變得更加顯著。因此電源AC電流在 較短時間段內(nèi)變得更加集中。相應地較高的集中性可以增大源AC電流的rms值，并因此可 以降低功率因子，這是由于這兩個量成反比?？紤]到上述，長期迫切需要AC/DC功率轉(zhuǎn)換器工業(yè)在低負載或高干線電壓條件下 更有效率地傳遞功率。

發(fā)明內(nèi)容
本實施例提供了功率轉(zhuǎn)換控制的顯著進步，在低負載下獲得高功率因子，本實施 例也其他特征和優(yōu)點。提供了不同示意示例實施例的簡要概述。在以下概述中可以進行一 些簡化和省略，這意在突出和介紹不同示例實施例的一些方面，但并不意在限制本發(fā)明的 范圍。以下部分中將給出足以使本領域技術人員能夠做出或使用本發(fā)明構(gòu)思的優(yōu)選示例實 施例的詳細描述。不同實施例涉及通過功率因子校正器控制從主電源傳遞至負載的功率的方法，功 率因子校正器具有橋式整流器和SMPS，SMPS可以是具有通過二極管連接至電容器和電感
7器電流控制開關的鐵芯電感器(core inductor)，電感器電流控制開關在接通(ON)和關斷 (OFF)狀態(tài)之間可切換，并且僅在接通狀態(tài)期間導通，以控制通過鐵芯電感器的電流、控制 傳遞至負載的電流。功率因子校正器接收干線交流(AC)電壓作為輸入，其中，干線AC電壓 在循環(huán)周期上從零到零以循環(huán)方式變化的絕對電壓值。循環(huán)周期具有第一半循環(huán)周期和第 二半循環(huán)周期，在第一半循環(huán)周期期間絕對電壓值從零增大到最大值，在第二半循環(huán)周期 期間絕對電壓值從最大值減小到零。根據(jù)不同實施例，電流控制開關相對于循環(huán)周期以時序方式產(chǎn)生一系列轉(zhuǎn)換循 環(huán)，每個轉(zhuǎn)換循環(huán)包括持續(xù)時間τ。η和持續(xù)時間T。ff，在持續(xù)時間1^期間電流控制開關接通， 在持續(xù)時間T。ff期間電流控制開關關斷。在PFC的穩(wěn)定狀態(tài)，在第二半循環(huán)周期期間電流 的傳遞較高，使得第二半循環(huán)周期期間鐵芯電感器的平均電流大于第一半循環(huán)周期期間鐵 芯電感器的平均電流。在不同實施例所提供的特征和優(yōu)點之中，到負載的電流傳遞的這種時域移位為 PFC提供了實質(zhì)上改進的功率因子，尤其是在低負載值或高干線AC電壓下。根據(jù)一個方面，電流控制開關的操作通過增大循環(huán)周期上的τ。η，使得在第二半循 環(huán)周期期間的平均Τ。η長度實質(zhì)上比第一半循環(huán)周期期間的平均τ。η長度長，來將電流的傳 遞移位至第二半循環(huán)周期。從而將第二半循環(huán)周期內(nèi)鐵芯電感器的平均電流控制為實質(zhì)上 大于第一半循環(huán)周期內(nèi)該鐵芯電感器的平均電流。根據(jù)一個或多個示例實施例的另一方面，電流控制開關通過僅在移位的時間窗內(nèi) 產(chǎn)生一系列轉(zhuǎn)換循環(huán)，使第二半循環(huán)周期的延續(xù)時間實質(zhì)上比第一半循環(huán)周期的延續(xù)時間 長，來將電流傳遞移位至第二半循環(huán)周期。根據(jù)一個方面，在一個或多個不同示例實施例中，電流控制開關僅在移位時間窗 期間產(chǎn)生轉(zhuǎn)換循環(huán)，值1 可以對于轉(zhuǎn)換循環(huán)是恒定的，其中，通過在第二半循環(huán)周期期間 比在第一半循環(huán)周期期間實現(xiàn)實質(zhì)上更多個的轉(zhuǎn)換循環(huán)，移位時間窗獨自在第二半循環(huán)周 期內(nèi)比在第一半循環(huán)周期內(nèi)提供實質(zhì)上更大的鐵芯電感器平均電流。根據(jù)另一方面，在一個或多個各種示例實施例中，電流控制開關僅在移位時間窗 期間產(chǎn)生轉(zhuǎn)換循環(huán)，在時間窗上值Τ。η可以增大，從而通過以下操作的組合在第二半循環(huán)周 期內(nèi)比在第一半循環(huán)周期內(nèi)提供實質(zhì)上更大的的鐵芯電感器平均電流在第二半循環(huán)周期 期間比在第一半循環(huán)周期實現(xiàn)實質(zhì)上更長的用于功率轉(zhuǎn)換的時間，以及在第二半循環(huán)周期 內(nèi)比在第一半循環(huán)周期期間實現(xiàn)更長的用于轉(zhuǎn)換周期的平均τ。η。


為了便于更好地理解各種示例實施例，參考附圖，在附圖中圖1是示例功率因子校正器的示意圖；圖2是功率因子校正器中示例控制電路的框圖；圖3是穩(wěn)定狀態(tài)下示例功率因子校正器的時序圖；圖4是穩(wěn)定狀態(tài)下示例功率因子的另一時序圖；圖5是功率因子校正器中的另一示例控制電路的框圖；圖6Α是示例功率因子校正器的時序圖；圖6Β是示例功率因子校正器的另一時序圖7是示例時序控制電路的示意圖；圖8是示例時序控制電路的時序圖；圖9是示例時序控制電路的另一時序圖；圖10是示例零點檢測電路的示意圖；圖11是另一示例功率因子校正器的時序圖；圖12是功率因子校正器中的另一控制電路的框圖；圖13是另一示例定時器控制電路的示意圖；圖14是示例窗產(chǎn)生電路的示意圖；圖15是示例窗產(chǎn)生電路的時序圖；圖16是另一示例功率因子校正器的時序圖；圖17是功率因子校正器中的另一示例控制電路的框圖；以及圖18是另一示例定時器控制電路的示意圖。
具體實施例方式現(xiàn)在參照附圖，在附圖中類似的附圖標記指代類似的步驟組件，存在公開的不同 示例實施例的廣義方面。圖1示出了示例AC/DC功率轉(zhuǎn)換器100作為根據(jù)一個示例實施例的一個功率因子 校正器的一個示例實現(xiàn)方式。功率轉(zhuǎn)換器100可以連接至AC電源101，并且可以包括橋式 整流器103、濾波器105、電容器106和升壓轉(zhuǎn)換器107，該升壓轉(zhuǎn)換器107包括電感器109、 控制開關111、振鈴(ringing)電容器112、以及二極管113。示例功率轉(zhuǎn)換器100還包括針 對控制開關的控制電路115和附著至負載119的負載電容器117。在常規(guī)操作期間，橋式整 流器103可以將來自電源101的干線AC電壓轉(zhuǎn)換成已整流電壓，在將該電壓傳遞至升壓轉(zhuǎn) 換器107之前，可以通過濾波器105來減小該電壓中的噪聲。如在后續(xù)部分中更詳細描述 的，控制電路115以與干線AC電壓和負載119的周期循環(huán)有關的多種具體描述方式來控制 控制開關111的接通和關斷。同樣如更詳細描述的，在開關處于接通狀態(tài)(即，開關閉合) 時電感器109中的電流增大，在開關處于關斷狀態(tài)(即，開關斷開)時，僅將功率傳遞至負 載 119。AC電源101可以是通用交流電源。AC電源可以傳遞干線AC電壓，干線AC電壓可 以因國家的不同而不同，并且可以由特定電壓、頻率、插頭和插座來表示。在示例實施例中， AC電源101可以傳遞由Asin (wt)形式的正弦波表征的干線AC電壓，其中A是干線AC電壓 的幅度，w是波的頻率，t是時間。通過橋式整流器103，可以在一個正弦波的整個循環(huán)期間 傳遞干線AC電壓，這在下文中也被稱作“干線循環(huán)”。參照圖1，在所示示例100中，橋式整流器103可以包括并聯(lián)的兩組二極管(未分 別編號)，這兩組二極管可以將來自AC電源101的干線AC電壓轉(zhuǎn)換成示例已整流電壓Vin。 由于Vin可以近似表征為干線AC電壓的絕對值，橋式整流器103的輸出可以近似表征為IA sin(wt) I。橋式整流器103的配置對于實施例而言不是特定的，并且不是用于將干線AC電 壓轉(zhuǎn)換成已整流電壓的唯一裝置?？紤]到本公開，普通技術人員將認識到將干線AC電壓轉(zhuǎn) 換成已整流電壓的等同組件。繼續(xù)參照圖1，濾波器105可以連接至橋式整流器103的輸 出，以降低噪聲。在示意實施例中將濾波器105表征為電容器106。普通技術人員將認識到用作濾波器的等同組件。繼續(xù)參照圖1，根據(jù)一個實施例的所示示例100中的升壓轉(zhuǎn)換器107可以包括電 感器109、由控制電路115控制的控制開關111、振鈴電容器112、以及二極管113。升壓轉(zhuǎn) 換器還可以包括負載電容器117。在示意實施例中，控制開關111可以是JFET。普通技術 人員將認識到作為JFET備選的其他開關，并且基于本公開會理解如何重新配置供其使用 的功率轉(zhuǎn)換器。升壓轉(zhuǎn)換器107可以接收由濾波器105產(chǎn)生的電壓Vin，并且產(chǎn)生輸出電壓 V。ut，該輸出電壓V。ut可以被傳遞至負載119。升壓轉(zhuǎn)換器107可以被選擇或配置為符合標 準化的電壓轉(zhuǎn)換，例如，用于電信設備、計算機電源或標準照明源的標準轉(zhuǎn)換。升壓轉(zhuǎn)換器 107僅是示例實現(xiàn)方式；本領域技術人員知道產(chǎn)生相同效果的其他SMPS拓撲，例如，回掃轉(zhuǎn) 換器(flyback converter)?？刂齐娐?15通過控制每個轉(zhuǎn)換循環(huán)中控制開關111的導通時間，來控制升壓轉(zhuǎn) 換器107的運行。轉(zhuǎn)換循環(huán)可以包括接通時間T。n(控制開關閉合的時間)以及關斷時間 T。ff (開關斷開的時間)。在T。n期間，電感器109的電流增大，并且二極管113不導通。在 T。ff期間，對于連續(xù)導通模式(CCM)操作，電感器109的電流減小，并且二極管113導通。對 于臨界導通模式(BCM)操作，當控制開關關斷時，電感器109的電流首先減小，并且二極管 113首先導通。然后，當電感器109的電流達到零時，二極管113停止導通，并且電感器109 的電壓Vdrain和電流均由于電感器109和振鈴電容器112的組合而開始振蕩。將理解，振 鈴電容器112可以是控制開關111中的寄生電容，例如，如果控制開關111是場效應晶體管 (FET)，則振鈴電容器112是這種FET的柵極到漏極電容，或者可以是并入到升壓轉(zhuǎn)換器中 的分立電容器。為了描述示例時術語一致，與控制開關111有關的術語“一個轉(zhuǎn)換循環(huán)”用于指代 一個接通時間τ。η與其隨后的關斷時間T。ff的和。假定傳遞給負載119的電壓保持相同，具 有較大T。n時間的轉(zhuǎn)換循環(huán)比具有較小Τ。η時間的轉(zhuǎn)換循環(huán)向低負載119傳遞更多功率，這 是由于Τ。η時間越長，電感器109的電流可以越高。干線循環(huán)優(yōu)選地包括許多個轉(zhuǎn)換循環(huán)。 例如，示例干線循環(huán)可以是20ms，而示例恒定轉(zhuǎn)換循環(huán)可以是10 μ s，使得單個干線循環(huán)可 以包括2000個轉(zhuǎn)換循環(huán)。在單個干線循環(huán)期間，控制開關111的轉(zhuǎn)換循環(huán)可以增大、減小 或保持不變。負載119可以是在低負載下操作的標準電子設備。這可以包括在不同模式下操作 的設備，其中，模式之一(例如，待機模式)具有低負載下的工作點。功率轉(zhuǎn)換器100可以 在低負載和較高負載下都能工作。功率轉(zhuǎn)換器100還能夠在較高負載下產(chǎn)生高功率因子?，F(xiàn)在參照圖2，示出了示例控制電路115的框圖?？刂齐娐?00可以包括功率分配 器(power dividor)202、誤差放大器204、定時器控制電路206、驅(qū)動器208以及谷值檢測電 路210。如本領域普通技術人員在閱讀本公開所理解的，在常規(guī)操作期間，可以在電路分配 器202處首先將來自升壓轉(zhuǎn)換器107的V。ut除以因數(shù)K，其中，K > 1，以使得V。ut更容易被 誤差放大器處理。然后可以將所獲得的衰減電壓信號V。ut/K與參考電壓Vk相比較，并由誤 差放大器204來處理衰減電壓信號V。ut/K與參考電壓Vk的差，其中誤差放大器204的輸出 電壓(誤差電壓VJ可以用于調(diào)整接通時間T。n。繼續(xù)參照圖2，在臨界導通模式操作中，谷值檢測電路210可以感測到Vdrain，當 Vdrain在包括電感器109和振鈴電容器112的LC電路所創(chuàng)建的振蕩時間期間達到其最小值(谷值)時，谷值檢測電路210可以向定時器控制電路206輸出脈沖。根據(jù)一個示例，谷值 檢測電路206檢測何時到達該最小值(谷值)，產(chǎn)生脈沖并且將該脈沖發(fā)送給定時器控制電 路206，定時器控制電路206響應于此可以觸發(fā)控制開關11再次接通。如上所述，誤差放大器204和谷值檢測電路210的輸出可以由定時器控制電路206 來接收。定時器控制電路可以具有或可以不具有足以驅(qū)動控制開關11的電流驅(qū)動能力，并 且如不具有，則定時器控制電路206的輸出可以驅(qū)動驅(qū)動器208，驅(qū)動器208繼而驅(qū)動控制 開關111。在示意實施例中，控制電路200可以接收來自升壓轉(zhuǎn)換器106的V。ut，以及接收 與控制開關111的漏極電壓相對應的Vdrain，從而調(diào)整傳遞給同一控制開關111的柵極的信 號。傳遞給開關的信號的波形例如可以是方波?，F(xiàn)在參照圖3，示出了穩(wěn)定狀態(tài)下功率因數(shù)校正器的時序圖。在忽略通過橋式整流 器103之后的濾波器105的電流的情況下，示出了在功率因子校正器100的穩(wěn)定狀態(tài)下的 干線AC電壓301、濾波器所傳遞電壓Vin、以及干線AC電流303的絕對值的時序圖。由于控 制開關111的轉(zhuǎn)換周期中的恒定接通時間T。n，干線AC電流可以呈現(xiàn)與干線電壓類似的波 形。干線AC電流303的絕對值因此可以示意用于功率因子校正器100的理想功率因子。然而，如果考慮橋式整流器103之后濾波器105的電流，則可以將與干線循環(huán)相對 應的Vin的每個循環(huán)劃分成三個階段?，F(xiàn)在參照圖4，示出了示例功率因子校正器的另一時 序圖。干線AC電壓401保持與干線AC電壓301相同。可以將干線AC電壓的絕對值分成 上升時間和下降時間。對于濾波后的電壓Vin 402，可以有三個階段。在第一階段Teh期間， 電容器Cin 106可以由干線功率來充電。干線AC電流的絕對值因此可以是Cin 106的充電 電流與電感器109的電流之和，并且根據(jù)以下方程U =其中，Imain是干線AC電流，1。也是電感器109的電流，Vmain是干線AC電壓401。在 Teh的結(jié)束處，濾波后的電壓Vin 402可以達到其最大值，該最大值與干線AC電壓401的最 大絕對值相對應。在第二階段Td。h期間，電容器Cin 106可以通過升壓轉(zhuǎn)換器來放電，其中， 干線AC電流的絕對值可以等于電感器109的電流與來自電容器Cin 106的放電電流之間的 差，根據(jù)以下方程\Lj = Icoil-Cin ^^在第二階段Tdeh的結(jié)束處，電感器109的電流可以等于來自電容器106的放電電 流，該放電電流等于Cin|dVmain/dt|。此后，在第三階段Tis。期間，電感器109的電流可以小于 所需放電電流CinIdVmainIdtI，以維持橋式整流器的導通，因此，橋式整流器103之后的濾波 器105可以通過橋式整流器103與AC電源101隔離。因此，可以不存在通過干線的電流， 并且濾波器105的放電電流可以等于電感器109的電流。因此，利用針對控制開關111的 轉(zhuǎn)換循環(huán)的恒定接通時間T。n，濾波器105上的電壓Vin在階段Tis。期間例如以指數(shù)函數(shù)減 小。在一些實施例中，濾波器105上的電壓Vin可以在階段Tis。期間以接近線性函數(shù)的指數(shù) 函數(shù)減小。由于在功率因子校正器100中形成的控制回路，在穩(wěn)定狀態(tài)下來自電感器109的 線圈電流可以與負載電流成比例。因此，在高負載電流下，與電感器109的電流相比可以忽
11略濾波器105的電流。這意味著干線AC電流因此可以呈現(xiàn)與干線AC電壓近似相同的波形。 因此，在高負載電流下，濾波器105的電流對功率因子的影響是可忽略的。然而，在低負載 電流下，所獲得的電感器109低電流可以使濾波器105的電流不可忽略。在這種情況下，階 段T。h期間的干線AC電流可以遠大于階段Td。h和Tis。期間的干線AC電流。在Vin的每個循 環(huán)期間，較低負載電流可以導致較短Td。h和階段T。h，以及較長階段Tis。。在這樣的實施例中， 干線AC電流可以集中于干線AC電壓401的周期THse。與當干線電流在半干線循環(huán)上更均 勻分布時相比，這可以導致干線AC電流的更高IMS。如果干線AC電壓的幅度較高，則電感器109的電流可以較低，這是由于從干線AC 電壓源101傳遞的功率可以等于傳遞給負載的功率。濾波器105的電流因此可以更加占優(yōu) 勢。這可以導致干線AC電流變得更集中。因此，當干線AC電壓較高時，濾波器105的電流 本身可以更大(Cin|dVmain/dt|)。更高的濾波器電流還可以使干線AC電流更集中，與當干線 電流在半干線循環(huán)上更均勻分布時相比，這可以導致干線AC電流的更高IMS。這遵照用于 功率因子校正器100中的功率因子的方程，該方程是
權利要求
1.一種通過AC/DC功率轉(zhuǎn)換器控制傳遞至負載的功率的方法，所述AC/DC功率轉(zhuǎn)換器 具有包括控制開關的開關式電源SMPS，所述控制開關在接通和關斷狀態(tài)之間可切換，并且 僅在所述接通狀態(tài)期間導通，以控制傳遞至負載的驅(qū)動電流，所述AC/DC功率轉(zhuǎn)換器接收 干線交流AC電壓作為輸入，干線AC電壓具有在循環(huán)周期上以循環(huán)方式變化的絕對電壓值 的干線電壓循環(huán)，所述循環(huán)周期具有從零增加到最大值的第一半循環(huán)周期以及隨后的從最 大值減小到零的第二半循環(huán)周期，所述方法包括接收干線AC電壓；對干線AC電壓進行整流，以產(chǎn)生直流DC電壓；根據(jù)DC電壓產(chǎn)生輸出電壓；將輸出電壓和驅(qū)動電流傳遞至負載，所述輸出電壓和驅(qū)動電流由SMPS中控制開關來 控制；通過在每個循環(huán)周期內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列，相對于干線電壓循環(huán)來移位驅(qū)動電流 的時序，其中，每個電流控制脈沖使控制開關處于所述接通狀態(tài)，并且每個電流控制脈沖具 有相應持續(xù)時間T。n，所述產(chǎn)生具有相對于第一和第二半循環(huán)周期的時序，所述時序提供第 二半循環(huán)周期內(nèi)所有電流控制脈沖的Τ。η之和，第二半循環(huán)周期內(nèi)所有電流控制脈沖的Τ。η 之和實質(zhì)上大于第一半循環(huán)周期內(nèi)所有電流控制脈沖的Τ。η之和。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中，循環(huán)周期內(nèi)電流控制脈沖序列中的第η個電流控 制脈沖的1 具有比所述電流控制脈沖序列中的第(η-1)個電流控制脈沖的Τ。η長的持續(xù)時 間，其中第η個電流控制脈沖是在第(η-1)個電流控制脈沖之后產(chǎn)生的。
3.根據(jù)權利要求2所述的方法，其中，第η個電流控制脈沖的Τ。η與第(η-1)個電流控 制脈沖的Τ。η之間的差在至少三C3)個連續(xù)電流控制脈沖的范圍上是恒定的。
4.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中，所述移位包括在每個循環(huán)周期中相對于第一和第二半循環(huán)周期產(chǎn)生具有起始時間和持續(xù)時間的時 序窗，以及僅在所述時序窗內(nèi)產(chǎn)生所述電流控制脈沖序列；其中，時序窗起始時間和時序窗持續(xù) 時間使得在第二半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有Τ。η值之和實質(zhì)上大于在第一半循環(huán)周期期間 產(chǎn)生的所有1 值之和。
5.根據(jù)權利要求4所述的方法，其中，第η個電流控制脈沖的Τ。η與第(η-1)個電流控 制脈沖的Τ。η之間的差在至少三(3)個連續(xù)電流控制脈沖的范圍上是零，并且時序窗的大部 分出現(xiàn)在第二半循環(huán)周期期間。
6.根據(jù)權利要求4所述的方法，其中，所述時序窗內(nèi)電流控制脈沖序列中的第η個電流 控制脈沖的1 具有比所述電流控制脈沖序列中的第(η-1)個電流控制脈沖的乜長的持續(xù) 時間，其中，在第(η-1)個電流控制脈沖之后產(chǎn)生第η個電流控制脈沖。
7.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中，第η個電流控制脈沖的Τ。η與第(η-1)個電流控 制脈沖的Τ。η之間的差在至少三C3)個連續(xù)電流控制脈沖的范圍上是恒定的。
8.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中，所述在每個循環(huán)周期內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列 通過以下操作來控制Τ。η:檢測所輸入的干線電壓的零點，并響應于此，產(chǎn)生脈沖時序參考電壓，所述脈沖時序參 考電壓具有在不大于一個循環(huán)周期的脈沖時序參考電壓持續(xù)時間上相對于時間而增大的值；在與電流控制開關并聯(lián)的功率電容器的振蕩周期期間，檢測所述功率電容器上的最小 電壓，并響應于此，產(chǎn)生谷值檢測信號；響應于所述谷值檢測信號，向脈沖時序電容器發(fā)送充電電流； 將脈沖時序電容器上的電壓與脈沖時序參考電壓相比較，并將T。n設置為等于開始發(fā) 送充電電流與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間的時延。
9.根據(jù)權利要求8所述的方法，還包括基于給定的參考電壓來控制所述輸出電壓，其 中，控制所述輸出電壓包括將與所述輸出電壓成比例的電壓與所述給定的參考電壓相比較，并響應于此，產(chǎn)生電 壓誤差信號；以及基于所述電壓誤差信號，調(diào)節(jié)至所述脈沖時序電容器的所述充電電流。
10.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中 所述移位包括在每個循環(huán)周期中相對于第一和第二半循環(huán)周期產(chǎn)生具有起始時間和持續(xù)時間的時 序窗，以及僅在所述時序窗內(nèi)產(chǎn)生所述電流控制脈沖序列；其中，時序窗起始時間和時序窗持續(xù) 時間使得在第二半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有Τ。η值之和實質(zhì)上大于在第一半循環(huán)周期期間 產(chǎn)生的所有Τ。η值之和；以及在每個循環(huán)周期內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列通過以下操作來控制Τ。η 檢測所輸入的干線電壓的零點，并且響應于此，產(chǎn)生脈沖時序參考電壓，所述脈沖時序 參考電壓具有在不大于一個循環(huán)周期的脈沖時序參考電壓持續(xù)時間上相對于時間而增大 的值，在與電流控制開關并聯(lián)的功率電容器的振蕩周期期間，檢測所述功率電容器上的最小 電壓，并響應于此，產(chǎn)生谷值檢測信號，響應于所述谷值檢測信號，向脈沖時序電容器發(fā)送充電電流，以及 將脈沖時序電容器上的電壓與脈沖時序參考電壓相比較，并將τ。η設置為等于開始發(fā) 送充電電流與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間的時延。
11.根據(jù)權利要求10所述的方法，其中，所述時序窗內(nèi)電流控制脈沖序列中的第η個電 流控制脈沖的1 具有比所述電流控制脈沖序列中的第(η-1)個電流控制脈沖的Τ。η長的持 續(xù)時間，其中，在第(η-1)個電流控制脈沖之后產(chǎn)生第η個電流控制脈沖。
12.根據(jù)權利要求4所述的方法，其中產(chǎn)生時序窗步驟還包括產(chǎn)生在后循環(huán)周期中遞增計數(shù)的第一計數(shù)信號，所述第一計數(shù)信號在后循環(huán)周期結(jié)束 處或之后切換至遞減計數(shù)；產(chǎn)生在后循環(huán)周期中遞減計數(shù)的第二計數(shù)信號，所述第二計數(shù)信號在后循環(huán)周期結(jié)束 處或之后切換至遞增計數(shù)；產(chǎn)生與第一和第二計數(shù)信號之間的差的絕對值相等的差信號； 根據(jù)差信號和設置信號產(chǎn)生加窗信號。
13.根據(jù)權利要求8所述的方法，其中，檢測零步驟還包括 接收干線AC電壓信號；產(chǎn)生幅度與AC干線電壓信號的幅度成比例的差分信號；以及 響應于所述差分信號，產(chǎn)生零交叉信號。
14.根據(jù)權利要求13所述的方法，其中 所述移位包括在每個循環(huán)周期中相對于第一和第二半循環(huán)周期產(chǎn)生具有起始時間和持續(xù)時間的時 序窗，以及僅在所述時序窗內(nèi)產(chǎn)生所述電流控制脈沖序列；其中，時序窗起始時間和時序窗持續(xù) 時間使得在第二半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有T。n值之和實質(zhì)上大于在第一半循環(huán)周期期間 產(chǎn)生的所有Τ。η值之和；以及在每個循環(huán)周期內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列通過以下操作來控制Τ。η 檢測所輸入的干線電壓的零點，并且響應于此，產(chǎn)生脈沖時序參考電壓，所述脈沖時序 參考電壓具有在不大于一個循環(huán)周期的脈沖時序參考電壓持續(xù)時間上相對于時間而增大 的值；在與電流控制開關并聯(lián)的功率電容器的振蕩周期期間，檢測所述功率電容器上的最小 電壓，并響應于此，產(chǎn)生谷值檢測信號；響應于所述谷值檢測信號，向脈沖時序電容器發(fā)送充電電流；以及 將脈沖時序電容器上的電壓與脈沖時序參考電壓相比較，并且將Ton設置為等于開始 發(fā)送充電電流與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間的時延。
15.一種通過AC/DC功率轉(zhuǎn)換器控制傳遞至負載的功率的電路，所述AC/DC功率轉(zhuǎn)換器 接收干線交流AC電壓作為輸入，干線AC電壓具有在循環(huán)周期上以循環(huán)方式從零到零變化 的絕對電壓值的干線電壓循環(huán)，所述循環(huán)周期具有第一半循環(huán)周期和第二半循環(huán)周期，在 第一半循環(huán)周期期間絕對電壓值從零增大到最大值，在第二半循環(huán)周期期間絕對電壓值從 最大值減小到零，所述電路包括整流器，接收干線AC電壓，并且產(chǎn)生直流DC電壓；開關式電源SMPS，接收DC電壓，產(chǎn)生輸出電壓，并且將輸出電壓和驅(qū)動電流提供至負 載，所述SMPS包括控制開關，所述控制開關在接通和關斷狀態(tài)之間可切換，并且僅在所述 接通狀態(tài)期間導通，以控制傳遞至負載的輸出電壓和驅(qū)動電流；以及定時器控制電路，在接通和關斷狀態(tài)之間驅(qū)動控制開關，其中，控制電路通過在每個 循環(huán)周期內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列，相對于干線電壓循環(huán)來移位驅(qū)動電流的時序，其中，每 個電流控制脈沖使控制開關處于所述接通狀態(tài)，并且每個電流控制脈沖具有相應持續(xù)時間 T。n，所述產(chǎn)生具有相對于第一和第二半循環(huán)周期的時序，所述時序提供第二半循環(huán)周期內(nèi) 所有電流控制脈沖的Τ。η之和，第二半循環(huán)周期內(nèi)所有電流控制脈沖的1 之和實質(zhì)上大于 第一半循環(huán)周期內(nèi)所有電流控制脈沖的Τ。η之和。
16.根據(jù)權利要求15所述的電路，其中，循環(huán)周期內(nèi)電流控制脈沖序列中的第η個電流 控制脈沖的1 具有比所述電流控制脈沖序列中的第(η-1)個電流控制脈沖的乜長的持續(xù) 時間，其中在第(η-1)個電流控制脈沖之后產(chǎn)生第η個電流控制脈沖。
17.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中，第η個電流控制脈沖的Τ。η與第(η-1)個電流 控制脈沖的Τ。η之間的差在至少三C3)個連續(xù)電流控制脈沖的范圍上是恒定的。
18.根據(jù)權利要求15所述的電路，其中，定時器控制電路產(chǎn)生具有相對于第一和第二半循環(huán)周期的起始時間和持續(xù)時間的時序窗，其中定時器控制電路僅在所述時序窗內(nèi)產(chǎn)生電流控制脈沖序列，以及 時序窗起始時間和時序窗持續(xù)時間使得在第二半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有T。n值之和 實質(zhì)上大于在第一半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有1 值之和。
19.根據(jù)權利要求18所述的電路，其中，所述時序窗內(nèi)電流控制脈沖序列中的第η個電 流控制脈沖的1 具有比所述電流控制脈沖序列中的第(η-1)個電流控制脈沖的Τ。η長的持 續(xù)時間，其中，在第(η-1)個電流控制脈沖之后產(chǎn)生第η個電流控制脈沖。
20.根據(jù)權利要求19所述的電路，其中，第η個電流控制脈沖的Τ。η與第(η-1)個電流 控制脈沖的Τ。η之間的差在至少三C3)個連續(xù)電流控制脈沖的范圍上是恒定的。
21.根據(jù)權利要求15所述的電路，還包括零點檢測電路，檢測所輸入的干線電壓的零點，并且響應于此，產(chǎn)生脈沖時序參考電 壓，所述脈沖時序參考電壓具有在不大于一個循環(huán)周期的脈沖時序參考電壓持續(xù)時間上相 對于時間而增大的值；谷值檢測電路，在與電流控制開關并聯(lián)的功率電容器的振蕩周期期間，檢測所述功率 電容器上的最小電壓，并響應于此，產(chǎn)生谷值檢測信號；其中，定時器控制電路響應于所述谷值檢測信號向脈沖時序電容器發(fā)送充電電流，并 且將脈沖時序電容器上的電壓與脈沖時序電壓相比較，并且將1 設置為等于開始發(fā)送充 電電流與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間的時延。
22.根據(jù)權利要求21所述的電路，定時器控制電路還包括比較器，將脈沖時序電容器上的電壓與脈沖時序參考電壓相比較，并且產(chǎn)生觸發(fā)信號；以及觸發(fā)器電路，接收觸發(fā)信號和谷值檢測信號，并且將Τ。η設置為等于開始發(fā)送充電電流 與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間的時延。
23.根據(jù)權利要求22所述的電路，其中，定時器控制電路基于給定的參考電壓通過以 下操作來控制所述輸出電壓將與所述輸出電壓成比例的電壓與所述給定的參考電壓相比較， 響應于此，產(chǎn)生電壓誤差信號；以及基于所述電壓誤差信號，調(diào)節(jié)至所述脈沖時序電容器的所述充電電流。
24.根據(jù)權利要求22所述的電路，其中，定時器控制電路產(chǎn)生具有相對于第一和第二 半循環(huán)周期的起始時間和持續(xù)時間的時序窗，其中定時器控制電路僅在所述時序窗內(nèi)產(chǎn)生所述電流控制脈沖序列；以及 時序窗起始時間和時序窗持續(xù)時間使得在第二半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有Τ。η值之和 實質(zhì)上大于在第一半循環(huán)周期期間產(chǎn)生的所有1 值之和。
25.根據(jù)權利要求M所述的電路，還包括 加窗電路，包括在后半循環(huán)周期中遞增計數(shù)的第一計數(shù)器，所述第一計數(shù)器在后循環(huán)周期結(jié)束處或之 后切換至遞減計數(shù)，在后半循環(huán)周期中遞減計數(shù)的第二計數(shù)器，所述第二計數(shù)器在后循環(huán)周期結(jié)束處或之 后切換至遞增計數(shù)，組合電路，接收第一和第二計數(shù)器的輸出，并且產(chǎn)生第一和第二計數(shù)器的輸出之間的 差的絕對值，以及比較器，接收組合電路的輸出和設置信號，并且產(chǎn)生加窗信號；以及 延遲電路，接收加窗信號，并產(chǎn)生起始和停止信號。
26.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中，觸發(fā)器電路還接收起始信號、停止信號以及谷 值檢測信號，并且將1 設置為等于開始發(fā)送充電電流與比較結(jié)果指示滿足比較準則之間 的時延。
27.根據(jù)權利要求21所述的電路，零點檢測電路還包括放大器，接收與干線AC電壓成比例的差分電壓，并且產(chǎn)生差分放大干線信號，所述差 分電壓包括與主電源的正端子上的電壓成比例的第一單端電壓以及與主電源的負端子上 的電壓成比例的第二單端電壓；以及比較器，接收差分放大干線信號，并在所述差分放大干線信號等于零時產(chǎn)生零交叉信號。
全文摘要
不同示例實施例涉及用于低負載的功率因子校正器及相關方法。功率因子校正器通過在干線AC電壓的絕對值的下降時間期間比在可應用上升時間期間使更大量的電流傳遞至負載，在低負載或高干線電壓下提升功率因子。不同實施例通過在下降時間期間增大控制開關的接通時間來實現(xiàn)這一點，使得干線周期期間接通時間的大部分出現(xiàn)在下降時間期間。這可以包括使用在每個半干線循環(huán)內(nèi)的周期上增大的時序電壓，來增大下降時間中轉(zhuǎn)換循環(huán)的接通時間。這還可以包括在每個半干線循環(huán)期間移位時域功率轉(zhuǎn)換，使得時間的大部分出現(xiàn)在下降時間期間。不同實施例可以采用上述兩種方法。
文檔編號H02M1/42GK102111065SQ20101062310
公開日2011年6月29日 申請日期2010年12月27日 優(yōu)先權日2009年12月28日
發(fā)明者張 成 申請人:Nxp股份有限公司