專利名稱：使用脈沖電壓的高電壓施加裝置以及相應的高電壓施加方法
技術領域：
本發(fā)明涉及作 為用于臭氧生成等的等離子生成電源使用的、使用脈沖電壓的高電壓施加裝置以及相應的高電壓施加方法。
背景技術：
已知有用于臭氧生成等的等離子生成電源裝置。作為此種電源裝置已知有專利文獻I和專利文獻2。另一方面，本申請的申請人于2006年12月28日作為高電壓施加裝置進行了專利文獻3所示的申請。專利文獻I和專利文獻2所示的結構為了向容性負載施加高電壓，使用譬如被供給與正弦波對應的交變電壓的變壓器，并構成為對于與該變壓器的二次側連接的容性負載，在該容性負載上連接電感的形式，并向變壓器供給交變電壓，其中，該交變電壓的頻率相當于該容性負載與電感的諧振頻率。與此相對，在專利文獻3中，在經(jīng)由脈沖變壓器連接有容性負載的結構的基礎上，生成上升陡峻、下降平緩的，譬如三角波形狀的高電壓，并使用具有預定重復期間的交變脈沖波電壓來施加高電壓。另外，關于該向容性負載施加高電壓的高電壓施加裝置，例如在去除燃燒廢氣中的氮氧化物(NOx)和硫氧化物(SOx)時，考慮了流光放電和輝光放電等的采用低溫等離子的方法，在該情況下用作為去除氮氧化物和硫氧化物的手段。現(xiàn)有技術文獻專利文獻I :日本特開2005-340185號公報專利文獻2 日本特開2005-63760號公報專利文獻3 日本特開2008-167584號公報

發(fā)明內容
發(fā)明所要解決的問題在專利文獻3所公開的結構中，通過使用開關元件作為電源裝置，從而經(jīng)由脈沖變壓器施加上升陡峻的三角波電壓。但是，雖說是使上升陡峻，但在電路設計上存在極限，波形的上升時間(上升所需的時間)T(rise)如圖3中后述，如波形的上升時間T(rise)(圖示(a)的期間)為T(rise) = T(r delay) +5 τ (rise)所給出的,存在電路設計上的延遲，其中，T(r · delay)是PWM開關調壓器1C、單觸發(fā)1C、光耦合器和半導體開關元件SW的上升延遲時間的總和。τ (rise)為容性負載I的等價靜電容量C與開關電路、電流限制用電感、脈沖變壓器、布線等的合成電阻值Rt所確定的時間常數(shù)(由于該時間常數(shù)乘以“4. 605”時成為峰值的99%的值，因此通過乘以時間常數(shù)“5”，成為達到峰值的時間)。本發(fā)明的目的在于在所述專利文獻3所公開的、施加具有預定期間的脈沖成分的交變電壓的結構的基礎上，與所述專利文獻I和專利文獻2所公開的譬如諧振現(xiàn)象無關而產生更高的電壓，并向容性負載施加任意的脈沖重復頻率。解決問題的手段圖I示出本發(fā)明的整體的一個實施例的結構。圖中的標號I為容性負載，且為進行放電而激勵氣體生成等離子的介電體阻擋放電反應器(DBD Load)，2為 直流電壓供給電路，并具有整流電路和平滑電路，3為開關電路，且構成使用多個開關元件SWi的逆變器，4為脈沖變壓器。另外，開關元件SWi優(yōu)選使用M0S-FET，也可為IGBT、晶體管等半導體開關元件。此外，5為電流檢測器，6為放大電路，且取得與檢測出的直流電流成分成比例的比例電壓成分、以及采用預定的時間常數(shù)對該直流電流成分進行積分后的積分電壓成分，7為OR電路，用于提取比例電壓成分和積分電壓成分之中較大的成分。另外，8為振蕩電路，按照所設定的周期振蕩出例如占空比為50%的矩形波，但是，對應所述OR電路7的輸出的大小將占空比50%以下的矩形波控制為例如輸出25%的矩形波，并進一步在所述OR電路7的輸出大到超出極限的情況下，設定為輸出占空比0%的矩形波(即，振蕩停止)。另外，9為短脈沖發(fā)生電路，以來自振蕩電路8的輸出的上升點為基準，生成預定的例如占空比10%的矩形波。此外，10為選通驅動電路，接受短脈沖發(fā)生電路9的輸出，生成針對所述開關元件SWi的選通控制信號。在開關電路3中，從原理上來講，通過接通開關元件SWl和SW4，從而向脈沖變壓器4供給圖示的從上方朝向下方的電流，相反，通過接通開關元件SW2和SW3，從而向脈沖變壓器4供給圖示的從下方朝向上方的電流。即，與所述振蕩電路8的振蕩頻率相對應地向容性負載I施加上升陡峻、下降較緩的正極性三角波和負極性三角波。換言之，由于來自短脈沖發(fā)生電路9的矩形波的占空比為50%以下的值，因此施加上述的上升陡峻、下降較緩的三角波。圖I所示的脈沖變壓器4的二次側的電壓為所述三角波電壓，即具有(iii)與陸峻的上升相對應的脈沖波成分(iv)與平緩的下降相對應的減衰波成分的交變電壓，且把該交變電壓施加到容性負載I。此時，假設容性負載I的電容為C1時，在本發(fā)明中把脈沖變壓器4的二次側漏感L1與脈沖波成分的脈沖寬度T ^的關系設定為滿足下式的值。L1 = ( t0/ji)2X (1/Q......(I)也就是說，通過容性負載I的電容C1，與脈沖的重復周期無關地按照所述脈沖寬度T ^選定脈沖變壓器4的二次側漏感，或者由脈沖變壓器4的二次側漏感確定脈沖寬度T 00發(fā)明的效果在本發(fā)明中，能夠在生成作為上升陡峻的三角波電壓而得到的、脈沖寬度T ^的脈沖重復周期的交變電壓的基礎上，在該交變電壓中的最大功率效率和輸出電壓為任意重復周期的情況下，向容性負載施加高電壓，其結果是，能夠以較少的投入功率去除例如廢氣中的氮氧化物和硫氧化物。此外，能夠實現(xiàn)向容性負載供給高電壓的變壓器的小型化、輕量化以及低成本。


圖I示出本發(fā)明的整體的一個實施例的結構。(第一實施例)圖2示出各部的波形圖。(第一實施例)圖3示出通過使開關元件接通/斷開的定時向容性負載施加的高電波形。(第一實施例)圖4示出關于圖I所示的放大電路和OR電路的原理結構圖。(第一實施例)圖5是用于說明振蕩電路輸出的矩形波的占空比的圖。(第一實施例)圖6是選擇脈沖變壓器的二次側漏感H來測量脈沖變壓器輸出電壓峰值kVpp并標繪成曲線的圖。(第一實施例)
圖7是示出在選擇了具有與圖6中的點①對應的值的脈沖變壓器的二次側漏感的情況下的、施加到圖I所示的容性負載I的電壓波形的圖。(第一實施例)圖8是示出在選擇了具有與圖6中的點③對應的值的脈沖變壓器的二次側漏感的情況下的、施加到圖I所示的容性負載I的電壓波形的圖。(第一實施例)圖9是示出在選擇了具有與圖6中的點④對應的值的脈沖變壓器的二次側漏感的情況下的、施加到圖I所示的容性負載I的電壓波形的圖。(第一實施例)標號說明I :容性負載；2 :直流電壓供給電路；3 :開關電路；4 :脈沖變壓器；5 :電流檢測器；6 :放大電路；7 0R電路；8 :振湯電路；9 :短脈沖發(fā)生電路；10 :選通驅動電路。
具體實施例方式以下根據(jù)

本發(fā)明的實施例。實施例I本發(fā)明的高電壓施加裝置具有圖I所示的結構，圖2示出了各部的波形圖。①、②振蕩電路8振蕩出相位錯開的2個矩形波。雖然圖示的“振蕩電路輸出信號I”和“振蕩電路輸出信號2”之間實際上存在預定的“同時斷開期間”，但是，在本說明書中為了簡便起見將該情況也稱作占空比50%的矩形波。③、④短脈沖發(fā)生電路9與圖不的“振蕩電路輸出信號I”和“振蕩電路輸出信號2”各自的上升定時相對應地生成上升的短脈沖。即，生成圖示的“短脈沖發(fā)生電路輸出信號I”和“短脈沖發(fā)生電路輸出信號2”。⑤、⑥、⑦、⑧施加到開關元件SWl至SW4的選通信號根據(jù)“短脈沖發(fā)生電路輸出信號I”和“短脈沖發(fā)生電路輸出信號2”變?yōu)槿鐖D所示。⑨經(jīng)由脈沖變壓器4對容性負載施加上升陡峻、下降平緩的正極性和負極性的三角波。圖3示出通過使開關元件接通/斷開的定時向容性負載施加的高電壓波形。例如，設開關元件SWl和SW4接通的定時為圖示(a)的起點的時刻，且斷開的定時是圖示(b)的終點的時刻，則圖3所示的波形的上升時間T(rise)(圖示(a)的期間)由下式給出T(rise) = T(r · delay) +5 τ (rise)其中，T(r · delay)為PWM開關調壓器1C、單觸發(fā)1C、光耦合器和半導體開關元件SW的上升延遲時間的總和。T (rise)為由容性負載I的等價靜電容量C與開關電路、脈沖變壓器、布線等的合成電阻值Rt確定的時間常數(shù)(該時間常數(shù)乘以“4. 605”時成為峰值的99%的值，因此通過乘以時間常數(shù)“5”，成為達到峰值的時間)。此外，峰值電壓維持時間T(peak)(圖示(b)的期間)為T (peak) = T (on) -T (rise)其中，T(on)是由短脈沖發(fā)生電路設定的脈沖寬度(另外，將T(on)設定為T(peak)與T(rise)之和小于后述的下降時間T(fall))。 此外，設開關元件SWl和SW4斷開的定時為圖示(C)的起點的時刻時，圖3所示的波形的下降時間T(fall)(圖示(C)的期間)為T(fall) = T(f delay) +5 x (fall)其中，T(f delay)為PWM開關調壓器1C、單觸發(fā)1C、光耦合器和半導體開關元件SW的下降延遲時間的總和。T (fall)為由容性負載I的等價靜電容量C與容性負載I的電阻RB確定的時間常數(shù)(此時也通過乘以“5”，成為達到零電平的時間)。圖4示出關于圖I所示的放大電路和OR電路的原理結構圖。圖中的標號6、7與圖I對應，6-10和6-11表示放大器，6-20表示具有CR電路的時間常數(shù)電路且與積分電路部對應，6-21表示具有電阻電路的比例電路部，7-10和7-11表示二極管，7-2表示分壓電路。供給到放大電路6的、通過電流檢測器5檢測出的直流電流成分經(jīng)由比例電路部
6-21輸入到放大器6-11，并作為比例電壓成分輸出。此外，該檢測出的直流電流成分經(jīng)由積分電路部6-20輸入到放大器6-10,并作為積分電壓成分輸出。兩者的電壓成分輸入到由二極管7-10、7_11和分壓電路7-2構成的OR電路7，如眾所周知地，選擇具有任意一個較大值的成分，進行分壓并輸出。該分壓后的輸出供給到圖I所示的振蕩電路8。如上所述，上升陡峻的高電壓施加到容性負載I時，向該容性負載I流入較大的突發(fā)電流。以與該突發(fā)電流對應的形式，圖I所示的電流檢測器5輸出的直流電流成分也瞬間變大，但突發(fā)電流終將減小，該直流電流成分也隨著變小。其結果是，即便在與突發(fā)電流對應的比例電壓成分與積分電壓成分被供給到OR電路7的情況下，來自圖4所示的分壓電路7-2的輸出也成為譬如峰值一時增大的電壓。與此相對，假設在容性負載I中產生短路的情況下，伴隨該短路的短路電流充分變大且在時間上持續(xù)。由此，在電流檢測器5檢測到的與該短路電流對應的直流電流成分的情況下，來自OR電路7中的分壓電路7-2的輸出變成超過預定電平而持續(xù)的電壓。圖5是用于說明振蕩電路輸出的矩形波的占空比的圖。在后面對振蕩電路8 (圖I所示)的結構和振蕩電路8輸出的矩形波的振蕩頻率進行描述，如圖5的左側所不，通過振蕩電路8振蕩出的矩形波的占空比在從所述OR電路7供給的電壓為圖示V1以下的情況下，變?yōu)檎伎毡?0%，在從OR電路7供給的電壓為V2或者V2以上的情況下，變?yōu)檎伎毡?% (即，振蕩停止)，在從OR電路7供給的電壓超過圖示V1且小于V2的情況下，變?yōu)檎伎毡?5%。
如前所述，在流入容性負載I的突發(fā)電流的情況下，來自OR電路7的輸出如圖5的左側中作為“突發(fā)電流部分”所示地，也存在瞬間超過上述電壓V1的情況，但是，不會達到電壓V2 (設計成不會達到)，而在發(fā)生短路的情況下，如圖5的左側中示為“短路電流部分”那樣，來自OR電路7的輸出會超過電壓v2。由此，在圖I所示結構的情況下，產生短路時，振蕩電路8停止振蕩(S卩，占空比為0%)，另一方面，即便突發(fā)電流少許變大，振蕩電路8也只是把占空比50%的矩形波暫時變?yōu)檎伎毡?5 %的矩形波而繼續(xù)振蕩。如前所述，根據(jù)來自振蕩電路8的輸出，由于短脈沖發(fā)生電路9生成具有預定的占空比的短脈沖，因此，即便如前所述地振蕩電路8的占空比從50%變?yōu)?5%，供給到圖示的選通驅動電路10的脈沖波的占空比也不會變化。但是，在發(fā)生短路時，振蕩電路8停止振 蕩，短脈沖發(fā)生電路9也不再生成短脈沖，其結果是，開關電路3中的開關元件SWl至SW4的接通/斷開動作停止。在本發(fā)明中，設容性負載I的電容為C1時，脈沖變壓器4的二次側漏感L1根據(jù)脈沖波成分的脈沖寬度Ttl成為L1= ( τ 0/ Ji )2X {1/Q的值。也就是說，通過容性負載I的電容C1，與脈沖的重復周期無關地，按照所述脈沖寬度τ 0來選定脈沖變壓器4的二次側漏感。另外，本申請所說的“脈沖變壓器4的二次側漏感L/’是指包含脈沖變壓器4的二次側的引線和在該二次側附加插入的電感元件(未圖示)的“等價電感”。此外，設容性負載I的電容為C1，如果脈沖變壓器4中的二次側漏感為L1,則調整短脈沖發(fā)生電路9，以使脈沖波成分的脈沖寬度飛0為工0=。進一步說，如后述的圖8所示，假設脈沖寬度Ttl= 10 μ S，負載的電容C1 = ZOOpF時，高電壓脈沖變壓器的二次側漏感L1的值為L1 = ( t0/ji)2X (1/Q= O. 0507H= 50. 7mH。圖6是選擇脈沖變壓器的二次側漏感H，并測量脈沖變壓器輸出電壓峰值kVpp后標繪成曲線的圖。圖6中的曲線是平滑地連結所述標繪點的線。圖7至圖9是分別示出了在選擇具有與圖6中的點①、③、④對應的值的脈沖變壓器的二次側漏感的情況下的、施加到圖I所示的容性負載I的電壓波形的圖。在圖7中示出了在減小的方向上偏離了對應于圖6所示虛線的被認為是最佳的脈沖變壓器二次側漏感時的波形。作為圖2所示的“⑨DBD負載輸出”示出的波形在現(xiàn)實中變成圖7所示的波形而被觀測到。在圖8中示出了比較接近對應于圖6所示虛線的被認為是最佳的脈沖變壓器二次側漏感時的波形。
在圖9中示出了在增大的方向上偏離了對應于圖6所示虛線的被認為是最佳的脈沖變壓器二次側漏感時的波形。本申請的權利要求I所述的“所述脈沖變壓器的二次側漏感的值被確定為，使得 由所述脈沖變壓器的二次側漏感和所述容性負載的電容產生的振蕩電壓的半周期成為與接通/斷開所述開關元件的該接通期間的脈沖寬度對應的值”的表述中的“對應的值”是指把脈沖變壓器的二次側漏感選定為圖6所示的點①到點④的范圍內。選定為該點①或點④時，輸出將該電感選定為最佳值時得到的“變壓器輸出電壓kVpp”的值的大致一半的值。如上所說明地，在本發(fā)明中，由脈沖變壓器的二次側漏感和容性負載的電容產生的振蕩波不是與作為圖2所示的“⑨DBD負載輸出”示出的整個三角波狀波形的重復周期共振的形式，優(yōu)選設計為具有與該三角波狀波形中的先頭的脈沖狀成分的脈沖寬度T C1相應的半周期。因此，如圖6至圖9所示，施加到容性負載I的電壓的峰值大幅增大。另外，在本發(fā)明的情況下，即便在使施加到容性負載I 的正峰和負峰的重復周期變化的情況下，也不需要使上述L1 = (T0Z3I)2X(IZC1)中給出的條件變化。即，即便任意地改變脈沖重復周期，也可施加高峰值電壓。這表示與圖I相關地說明的、與直流電流成分的大小相對應地改變占空比的結構不會帶來所不期望的影響。不用說,在上述專利文獻I和專利文獻2所示的內容中，該專利文獻I和專利文獻2中的電路上產生的由電容和電感產生的諧振頻率的周期與施加到容性負載I的正峰和負峰的重復周期--對應。
權利要求
1.一種使用脈沖電壓的高電壓施加裝置，該高電壓施加裝置向容性負載施加上升陡峻的高電壓，并且具有經(jīng)由脈沖變壓器向容性負載供給上升陡峻的脈沖波的開關電路，其特征在于， 所述開關電路具有通過選通控制而被接通/斷開的多個開關元件， 所述聞電壓施加裝置具有振蕩電路，該振蕩電路可生成預定的占空比a %、占空比0%、以及從該占空比a %到占空比0%之間的至少中間的占空比e (a > @ >0)%的信號， 所述高電壓施加裝置構成為，與來自該振蕩電路的矩形波的輸出的上升相對應地生成僅在預定的期間產生接通電壓的短脈沖，并根據(jù)該短脈沖對所述開關元件進行選通控制，同時，所述開關電路的輸出端經(jīng)由脈沖變壓器向所述容性負載施加電壓， 所述脈沖變壓器的二次側漏感的值被確定為，使得由所述脈沖變壓器的二次側漏感和所述容性負載的電容產生的振蕩電壓的半周期成為與接通/斷開所述開關元件的該接通期間的脈沖寬度對應的值。
2.根據(jù)權利要求I所述的使用脈沖電壓的高電壓施加裝置，其特征在于， 所述振蕩電路具有以下結構能夠與如下電壓成分的大小相對應地，取預定的占空比a %、占空比0%、以及從該占空比a %到占空比0%之間的至少中間的占空比3 (a > 3> 0) %，其中，所述電壓成分為關于流入所述開關電路的直流電流成分的、與該直流電流成分成比例的比例電壓成分，和按照預定時間常數(shù)對該直流電壓成分進行積分而得到的積分電壓成分中任意一個較大的電壓成分。
3.一種使用脈沖電壓的高電壓施加方法，該方法向容性負載施加上升陡峻的高電壓，為了使用脈沖電壓，該方法通過下述裝置來施加高電壓 該裝置經(jīng)由脈沖變壓器供給上升陡峻的脈沖波， 該裝置采用了具有通過選通控制而被接通/斷開的多個開關元件的開關電路；以及振湯電路，其可生成預定的占空比a %、占空比0%、以及從該占空比到占空比0%之間的至少中間的占空比e (a > @ >o)%的信號， 與來自該振蕩電路的矩形波的輸出的上升相對應地生成僅在預定的期間產生接通電壓的短脈沖，并根據(jù)該短脈沖對所述開關元件進行選通控制，同時，所述開關電路的輸出端經(jīng)由脈沖變壓器向所述容性負載施加脈沖電壓， 其特征在于， 給定滿足下式的脈沖變壓器的二次側漏感L1和脈沖波的脈沖寬度T ^的值，L1 = (t0/ji)2X (1/Q 其中，C1為容性負載的電容。
全文摘要
在使用脈沖電壓的高電壓施加裝置中，經(jīng)由脈沖變壓器(4)向容性負載(1)施加具有上升陡峻的脈沖狀峰的脈沖寬度τ0的高電壓，此時，容性負載(1)的電容C1與脈沖變壓器(4)的二次側漏感L1之間的關系滿足L1＝(τ0/π)2×(1/C1)。由此，能夠在經(jīng)由脈沖變壓器向容性負載施加具有脈沖狀峰的高電壓時，使脈沖狀峰增大，且施加任意的脈沖重復頻率。
文檔編號H02M7/5387GK102668357SQ201080042298
公開日2012年9月12日 申請日期2010年11月24日 優(yōu)先權日2009年11月24日
發(fā)明者三浦友規(guī) 申請人:澤藤電機株式會社