專利名稱：一種交替移相脈沖寬度調制波控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及開關變換器的脈沖寬度調制波控制方法，尤其是用于兩相交錯并聯(lián)的 倍壓Boost變換器的交替移相脈沖寬度調制波控制方法。
背景技術：
高升壓比DC-DC變換器廣泛應用于電動汽車、新能源發(fā)電、不間斷電源等領域，其 高直流增益通常由高頻變壓器、耦合電感和開關電容等方法來實現(xiàn)。一些在傳統(tǒng)基本變換 電路基礎上結合開關電容的混合型變換器，顯示出高變換效率、低電壓應力、輕便和低成本 等優(yōu)點，如兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器是其典型代表。圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost 變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖，其中電感Li、開關管Tl與二極管D1，和電感L2、開關管T2 與二極管D2分別組成該變換器的兩個并聯(lián)Boost變換單元，電容CM1、二極管DMl和電容 CM2、二極管DM2組成的兩個開關電容倍壓電路為每個變換單元提供一級增壓功能。通常， 該變換器的兩個Boost變換單元采用傳統(tǒng)的移相角為π的脈沖寬度調制(PWM)波控制，即 其開關管互差半個開關周期(Τ/2)交替工作，如圖2(a)所示。在正常工作條件下，該變換 器采用交錯并聯(lián)方式分散了變換功率和電流、減小了輸入電流和輸出電壓的紋波，采用倍 壓電容使其輸出電壓為相同占空比條件下普通Boost變換器的兩倍，并且倍壓電容和開關 管的電壓應力僅為輸出電壓的一半。上述特性使該變換器在大容量、高升壓比、非隔離直流 變換電路中具有吸引力。但是，采用傳統(tǒng)的移相角為π的脈沖寬度調制(PWM)波控制，兩相并聯(lián)Boost變 換器在輕載時會進入電流斷續(xù)模式(DCM)而出現(xiàn)運行性能下降的問題。因為在DCM下，開 關占空比D將隨著負載的減輕而變小。當開關占空比D小于一個臨界值時，倍壓電容電壓 將隨D減小而下降，造成變換器開關電壓應力的上升、損耗增加等問題。這在許多輕載運行 難以避免的應用場合，如不間斷電源等領域，限制了該類變換器的使用或性能發(fā)揮。因此， 有必要采用合適的控制方式解決變換器的輕載運行問題。解決輕載問題的常規(guī)方法主要有
(1)增加輸入電感或提高開關頻率。但該方法易受器件性能限制，并且不能徹底解決變 換器的輕載運行問題。(2)增加交錯并聯(lián)相數(shù)。但該方法增加了元件數(shù)量，且仍不能從根本上解決輕載問題。(3)采用間歇控制。但該方法會引入較大的輸入電流和輸出電壓紋波，并且可能引
起音頻噪聲。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種交替移相脈沖寬度調制波控制方法，控制兩相交錯并聯(lián) 倍壓Boost變換器的運行，克服現(xiàn)有方法在輕載條件下所出現(xiàn)的倍壓電容電壓下降而造成 開關管電壓應力增加的問題，并且避免變換器主電路元件數(shù)量和成本增加、或電壓和電流紋波、噪音等運行性能的明顯下降，維持其高升壓比、開關管電壓應力低等特性。本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調制波控制方法，包括兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換 器主電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關占空比計算和脈沖寬度調 制(PWM)波形發(fā)生的控制器、以及按照PWM信號控制變換器開關管工作的驅動電路，其中變 換器主電路包含相同結構的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公共直流輸入電源、 直流輸出電容與負載，每個變換單元的輸入電感和輸出二極管間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有 極性的倍壓電容，其負極通過倍壓二極管連接到另一個變換單元的倍壓電容正極，其特征 是用于開關占空比計算和脈沖寬度調制(PWM)波形發(fā)生的控制器在占空比大于和等于0.5 時或是在電感電流連續(xù)模式運行時，以固定相移η角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元 的開關管提供脈沖寬度調制波開關指令信號，在占空比小于0. 5并且電感電流斷續(xù)模式運 行時，采用隨開關占空比而變化的浮動移相角2DJI，以逐個開關周期交換相序的交替移相 方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關管提供脈沖寬度調制波開關指令信號，控制變換器 開關管的導通與關斷。本發(fā)明的方法解決了兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器的運行中的輕載問題，變換 器可以在較小的占空比條件下工作于DCM模式，功率開關的電壓應力受到了限制，使變換 器在實現(xiàn)高升壓比的同時選用工作電壓較低的開關器件，從而優(yōu)化系統(tǒng)設計，提高變換器 的效率和性能。本發(fā)明的控制方法簡單可行，相比于傳統(tǒng)的輕載問題解決方法，輸入電流紋波和 輸出電壓紋波減小，并且開關在恒定開關頻率工作，無需額外元器件或使用間歇控制，也避 免了噪音和成本增加等問題。因而比傳統(tǒng)控制方法更加簡單、有效。在系統(tǒng)性能改善，降低 控制系統(tǒng)成本的同時還提高了系統(tǒng)可靠性。本發(fā)明適用于以M0SFET、IGBT等半導體器件為功率開關的DC-DC直流變換器，用 于太陽能、燃料電池發(fā)電以及電動汽車功率變換器等各種電源系統(tǒng)。


圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖2(a)是現(xiàn)有的兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器開關管PWM指令波形圖，開關指令 Si、S2為高電平時對應開關管導通，為零時對應開關管關斷，兩相開關PWM波相位先后差 沉角，也即時間差半個開關周期(T/2)。圖2(b)是采用本發(fā)明方法的兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器開關管PWM指令波 形圖，兩相開關PWM波移相2D π角，也即時間差等于DT，并且在各開關周期中交替改變先后 順序。圖3 (a)是變換器在傳統(tǒng)控制方式下工作于DCM時獲得的實驗波形。圖3(b)是變換器采用本發(fā)明方法時工作于DCM時獲得的實驗波形。圖4是采用本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調制波形控制方法的具體圖例。
具體實施例方式圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖，包括兩相交錯并 聯(lián)倍壓Boost變換器主電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關占空比計算和脈沖寬度調制(PWM)波形發(fā)生的控制器、以及按照PWM信號控制變換器功率開關的 驅動電路，其中變換器主電路包含相同結構的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公 共直流輸入電源Vin、直流輸出電容Co與負載Ro，第一個倍壓Boost變換單元的輸入電感 Ll和輸出二極管Dl間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有極性的倍壓電容CM1，第二個倍壓Boost變 換單元的輸入電感L2和輸出二極管D2間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有極性的倍壓電容CM2，倍 壓電容CMl負極通過倍壓二極管DMl連接到另一個變換單元的倍壓電容CM2正極，倍壓電 容CM2負極通過倍壓二極管DM2連接到另一個變換單元的倍壓電容CMl正極。本發(fā)明的工作原理說明如下
在傳統(tǒng)的控制模式下，當兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器工作于DCM模式并且占空比 D小于0.5時，會出現(xiàn)兩個開關管同時關斷的狀態(tài)，此時電感儲能將通過倍壓電容和輸出二 極管向輸出端釋放，并伴隨著倍壓電容的放電。由于給倍壓電容充電的能量來源是另一相 變換單元的電感儲能，并且充電是在該倍壓電容所在變換單元的開關管導通時才能實現(xiàn)， 而此前兩個開關管同時關斷時另一相變換單元的電感儲能向輸出端釋放。因此，伴隨著D 的繼續(xù)減小，開關管導通給電感充磁的時間減小，而兩個開關管同為斷態(tài)的時間增加，將造 成倍壓電容放電時間增加而充電的電感剩余能量下降。當D減小至某特定值時可造成給倍 壓電容充電的剩余電感能量不足以補償倍壓電容的放電量，變換電路無法維持正常穩(wěn)態(tài)運 行，此時，倍壓電容的電壓將下降到較低的值，造成開關管電壓應力同步上升。在假定倍壓 電容充放電過程無損耗的理想條件下，保持倍壓電容電壓為輸出電壓一半的最小臨界占空
比Dm如下式所示，其中η為變換器輸出電壓與輸入電壓之比。
- η_2
m 2( -1/2)在電流斷續(xù)模式(DCM)下，為維持倍壓電容電壓為輸出電壓的一半，必須限制兩 只開關管同時關斷所持續(xù)的時間。本發(fā)明的交替移相控制脈沖寬度調制控制方法，就是當 D<0. 5并且變換器DCM運行時將兩相變換單元之間的移相角從固定值π縮小為2Dji (按時 間計算的相位差從Τ/2縮小為開關管的導通時間DT)，即在前一相開關關斷后另一相開關 隨即開通，從而使前一相電感存儲的能量優(yōu)先轉移到后一相的倍壓電容中，然后通過交換 兩相先后次序的方法，在兩個開關周期(T)內使兩相變換單元的開關管交替先后導通，使 兩相變換單元的倍壓電容得到平衡補充電，維持電壓均衡并且不下降，從而使各個功率開 關有一個較低的電壓應力。當D<0. 5并且變換器DCM運行時，采用本發(fā)明的方法，兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變 換器開關管PWM指令波形參見圖2 (b)。采用本發(fā)明的方法的效果可參見圖3所提供的與傳統(tǒng)方法對比的實驗結果。圖 3(a)所示為變換器在傳統(tǒng)控制方式下工作于DCM時獲得的開關管電壓實驗波形。占空比 D=O. 457，變換器實際輸入電壓為80V，輸出電壓為674V。實驗得到的倍壓電容電壓為254V， 小于一半輸出電壓。開關管電壓應力為4WV，遠大于輸出電壓的一半(Vo/2)。圖3(b)所 示為采用本發(fā)明的交替移相控制方法時的開關管Tl的電壓波形。此時，占空比D=O. 2，輸入 電壓為120V，輸出電壓為700V。實驗過程中，倍壓電容電壓和開關管的最高電壓應力被維 持為350V，表明本發(fā)明的方法是行之有效的。圖4所示為采用本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調制波形控制方法的具體圖例。PWM波形發(fā)生器采用圖4所示的電路，包括生成兩相PWM波的兩只LM555定時器Ul和U2、根據 不同運行條件實施PWM波形切換控制的3只多路復用器U3、U7、U8、用于兩相變換器PWM信 號相序周期性變換控制的D型觸發(fā)器U5、以及邏輯非門U4和與門U6。開關占空比控制信 號VD接至定時器Ul和定時器U2的5號腳控制輸入，在2號腳信號下降沿的觸發(fā)下，定時 器Ul和定時器U2在3號腳輸出脈沖寬度受開關占空比D調制的PWM信號，其相位和周期 決定于2號腳的觸發(fā)信號。以開關頻率振蕩的方波信號BS (本例為IOkHz)經非門U4施加 于定時器Ul的2號腳，使其3號腳輸出的PWM信號PSl在相位和頻率上與方波信號BS — 致。另一方面，控制器采用控制選擇CS信號和方波信號BS經過D型觸發(fā)器U5 二分頻的信 號來控制切換三個多路復用器U3、U7、U8的輸出波形。 當變換器運行在電感電流連續(xù)模式或占空比D > 0. 5時，控制選擇CS信號為零， 多路復用器U3把方波信號BS送到定時器U2的2號腳，使其3號腳輸出相同頻率、相位滯 后η角度的PWM信號PS2。此時，多路復用器U7選通在相位和頻率上與方波信號BS—致 的PWM信號PS1，即變換器開關Tl的開關指令信號Sl=PSl ；多路復用器U8選通相同頻率、 相位滯后η角度的PWM信號PS2，即變換器開關Τ2的開關指令信號S2=PS2;
當變換器運行在DCM并且占空比D<0. 5時，控制選擇CS信號為1，多路復用器U3把 PSl信號送到定時器U2的2號腳，使其3號腳輸出相同頻率、相位滯后2D π角度的PWM信 號PS2。此時，與門U6輸出信號與D型觸發(fā)器U5輸出一致，在其作用下多路復用器U7和多 路復用器U8逐個開關周期交替選通PWM信號PSl和PS2，即控制器在Sl=PSl, S2= PS2和 S1=PS2，S2= PSl兩種指令信號輸出方式下交替工作，控制變換器開關的通斷。開關指令信 號時序如圖2(b)所示。
權利要求
1. 一種交替移相脈沖寬度調制波控制方法，包括兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主 電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關占空比計算和脈沖寬度調制波 形發(fā)生的控制器、以及按照脈沖寬度調制信號控制變換器開關管工作的驅動電路，其中變 換器主電路包含相同結構的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公共直流輸入電源、 直流輸出電容與負載，每個變換單元的輸入電感和輸出二極管間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有 極性的倍壓電容，其負極通過倍壓二極管連接到另一個變換單元的倍壓電容正極，其特征 是用于開關占空比計算和脈沖寬度調制波形發(fā)生的控制器在占空比大于和等于0. 5時或 是在電感電流連續(xù)模式運行時，以固定相移η角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元的 開關管提供脈沖寬度調制波開關指令信號，在占空比小于0. 5并且電感電流斷續(xù)模式運行 時，采用隨開關占空比而變化的浮動移相角2DJI，以逐個開關周期交換相序的交替移相方 式給兩個倍壓Boost變換單元的開關管提供脈沖寬度調制波開關指令信號，控制變換器開 關管的導通與關斷。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種交替移相脈沖寬度調制波控制方法，用于兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器的脈沖寬度調制(PWM)波控制，在電感電流連續(xù)模式運行時，或是占空比大于等于0.5時，以固定相移π角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關管提供PWM波開關指令信號，在占空比小于0.5并且電感電流斷續(xù)模式運行時，采用隨開關占空比而變化的浮動移相角2Dπ，以逐個開關周期交換相序的交替移相方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關管提供PWM開關指令信號，控制變換器開關管的導通與關斷。本發(fā)明的方法可簡單、有效地克服交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器采用現(xiàn)有方法在輕載條件下所出現(xiàn)的倍壓電容電壓下降而造成開關管電壓應力增加和運行性能下降的問題。
文檔編號H02M3/155GK102122885SQ201110058339
公開日2011年7月13日 申請日期2011年3月11日 優(yōu)先權日2011年3月11日
發(fā)明者吳小田, 張龍龍, 徐德鴻, 沈國橋 申請人:浙江大學