專利名稱：一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
1/3頁一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路技術(shù)領(lǐng)域[0001]本實用新型涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，特別是涉及一種直流-直流同步整流變換器的關(guān)機控制線路。
背景技術(shù)：
[0002]同步整流技術(shù)是現(xiàn)代電源設(shè)計中一項非常重要的新技術(shù)。它是在傳統(tǒng)的電源拓撲中，采用功率MOSFET來取代整流二極管以降低整流損耗，提高電壓變換器的效率。用功率 MOSFET做整流器時，要求門極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步，故稱之為同步整流。[0003]近年來，電子技術(shù)的發(fā)展，特別是數(shù)據(jù)處理和傳輸速度的快速提升，對電源的功率和功率密度的要求不斷上升，使提高變換器的效率成為實現(xiàn)高功率和高功率密度的關(guān)鍵。 整流二極管的導通損耗所占輸出功率的比例(即對效率的影響)基本可以從整流二極管導通壓降與輸出電壓的比例來確定。輸出電壓越低，二極管壓降所帶來的效率損失就越大?？旎謴?fù)二極管(FRD)或超快恢復(fù)二極管的導通壓降約為1. 0 1. 2V，即使采用低壓降的肖特基二極管也會產(chǎn)生大約0. 6V的壓降。以5V輸出電壓為例，僅肖特基二極管導通損耗就占了大于輸出功率的10%，因而獲得大于90%轉(zhuǎn)化效率是不可能的。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)高效率及小體積的需要，成為制約直流-直流變換器發(fā)展的瓶頸。而同步整流技術(shù)可以大大減少開關(guān)電源輸出端的整流損耗，從而提高轉(zhuǎn)換效率，降低電源本身發(fā)熱，使高性能高功率密度成為可能。[0004]同步整流器的控制方法可以按照信號源分為直接控制和間接控制。這里的直接控制是指同步整流的控制信號來源于變換器中的PWM控制器，間接控制是指同步整流的控制信號由功率線路中的信號構(gòu)造而成，一般由主變壓器線圈上的電壓信號構(gòu)成。直接控制方式對PWM控制器的要求較高，在最常見的PWM控制器位于原邊的設(shè)計中還需要使用隔離器件把同步整流的驅(qū)動信號傳遞到次邊。間接控制方式取用變壓器次級的信號，相對比較簡單、成本低。但在間接控制方案中多存在關(guān)機放電的問題，即當原邊的PWM信號停止時， 副邊的全部或部分同步整流MOSFET處在導通狀態(tài)。由于原邊不再發(fā)生PWM，故這些副邊導通的同步整流MOSFET會在一個較長的時間內(nèi)保持導通狀態(tài)，導致輸出電容上的電壓經(jīng)過輸出電感和導通的同步整流MOSFET被泄放。在泄放的過程中，輸出電感和輸出電容的諧振導致輸出電壓急劇下降，甚至降變?yōu)樨搲?。因此在關(guān)機過程中須及時關(guān)掉同步整流MOSFET 的門極驅(qū)動，防止輸出電容的能量經(jīng)同步整流MOSFET泄放。[0005]作為例子的采用間接驅(qū)動同步整流的有源嵌位單端正激拓撲線路如圖1所示。 其原邊和副邊的MOSFET控制波形如圖2所示。QlOO為原邊主MOSFET ；QlOl為有源嵌位 MOSFET ;Q200和Q201為副邊同步整流MOSFET。t0至t2為一個PWM開關(guān)周期。Q200的驅(qū)動信號與QlOO的驅(qū)動信號同步；Q201的驅(qū)動信號與QlOl的驅(qū)動信號同步。在t3時刻關(guān)機發(fā)生，其后不再出現(xiàn)PWM信號，因此Vg_Q201將在t3時刻后保持一段時間的高電平。導通的Q201使輸出電感中的電流i_L200從正向下降、變負、且其負電流幅度持續(xù)增加。這一增大的負電流將使輸出電容上的電荷被迅速泄放。這種對輸出電容的快速放電可能帶來若3干問題，包括輸出電容上的電壓變負(某些負載不能承受)；電感飽和后放電電流急劇增大而損傷MOSFET ；Q201在L200中流有負電流時關(guān)斷，切斷電流回路，造成同步整流MOSFET過電壓損壞。[0006]本實用新型針對間接控制同步整流方案中存在的關(guān)機放電問題提出一種解決線路。實用新型內(nèi)容[0007]本實用新型所要解決的技術(shù)問題是同步整流MOSFET關(guān)機時切斷輸出電感中負電流所造成MOSFET損壞的問題。本實用新型通過提供一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，實現(xiàn)關(guān)機時輸出電壓不會經(jīng)過同步整流MOSFET放電而產(chǎn)生負電流。 本實用新型使廣泛使用的同步整流線路的可靠性大為提高，進而提高了現(xiàn)代電子系統(tǒng)的可靠性。[0008]本實用新型是通過下述線路來解決上述技術(shù)問題的一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，該線路包含變壓器副邊繞組、充電保持線路、電壓比較線路、和關(guān)機線路；其特征在于，變壓器副邊繞組連接到充電保持線路，充電保持線路的輸出端連接到電壓比較線路的輸入端與預(yù)設(shè)的基準電壓比較，電壓比較線路的輸出端連接到關(guān)機線路。優(yōu)選地，所述充電保持線路由充電限流電阻、二極管、保持電容串聯(lián)連接，保持電容與放電電阻并聯(lián)連接。優(yōu)選地，所述充電限流電阻的阻值為零。優(yōu)選地，所述放電電阻的阻值應(yīng)使保持電容上的電壓在關(guān)機發(fā)生后盡快下降到設(shè)定的電平，產(chǎn)生關(guān)機信號。優(yōu)選地，所述電壓比較線路由獨立的二端輸入電壓比較器構(gòu)成。優(yōu)選地，所述電壓比較線路由開關(guān)器件MOSFET實現(xiàn)，基準電壓為開關(guān)器件MOSFET的門極閾值電壓。優(yōu)選地，所述關(guān)機線路由獨立的可控開關(guān)器件構(gòu)成。優(yōu)選地，所述關(guān)機線路由關(guān)機信號施加到驅(qū)動器的施能端實現(xiàn)。


[0009]圖1是正激有源嵌位間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的線路示意圖。[0010]圖2是正激有源嵌位間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器主要波形圖。[0011]圖3是采用本實用新型具有關(guān)機線路的正激有源嵌位間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的線路示意圖。[0012]圖4是采用本實用新型關(guān)機線路的主要波形圖。
具體實施方式
[0013]
以下結(jié)合附圖給出本實用新型較佳實施例，以詳細說明本實用新型的技術(shù)方案。[0014]本實用新型提供一種用于間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路。 采用該控制線路的正激有源嵌位間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的線路如圖3所示。 該正激有源嵌位間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器包含原邊線路20和副邊線路30，原邊線路20包含輸入電壓源21、耦合原邊線路20和副邊線路30的變壓器T100、與輸入電壓源 21耦合的變壓器原邊繞組22、與變壓器原邊繞組22耦合的第一開關(guān)器件Q100、與變壓器原邊繞組22耦合的嵌位電容ClOO和第二開關(guān)器件QlOl構(gòu)成的有源嵌位支路。副邊線路30 為單獨正激整流結(jié)構(gòu)，副邊線路30包含第三開關(guān)器件Q200、第四開關(guān)器件Q201、第一變壓器副邊繞組31、第二變壓器副邊繞組32、輸出電感L200、輸出電容C200、與第二變壓器副邊繞組耦合的充電保持線路33、電壓比較器U3、同步驅(qū)動關(guān)機控制線路34、同步整流MOSFET 驅(qū)動器Ul和U2。[0015]同步驅(qū)動信號由第二變壓器副邊繞組32產(chǎn)生。在某些拓撲中，當?shù)谝蛔儔浩鞲边吚@組的電壓和參考地合適時，也可以用第一變壓器副邊繞組的信號來作為同步驅(qū)動信號。[0016]同步驅(qū)動信號經(jīng)過充電限流電阻Rl和二極管Dl對保持電容Cl充電。R2為放電電阻。Rl —般阻值較小，甚至可以不用(短路)，R2的阻值較大，放電的速度遠低于充電的速度。Cl上的電壓波形如圖4所示。[0017]本實用新型的關(guān)機控制線路包含以下運行步驟[0018]當同步信號在t0時刻變高時，Cl上的電壓迅速沖至等于同步驅(qū)動信號幅值減去二極管Dl導通壓降的電平。當同步信號在tl時刻變低時，Cl上的電壓開始經(jīng)電阻R2放電。在下一個同步驅(qū)動信號出現(xiàn)的t2時刻，Cl上的電壓仍高于設(shè)定電平VI。在正常工作期間，同步驅(qū)動信號按確定的周期重復(fù)，因此Cl上的電壓始終高于基準電壓VI。在t3時刻關(guān)機時，同步驅(qū)動信號將不再出現(xiàn)，因此電容Cl上的電壓將持續(xù)下降，在t4時刻下降至 VI。比較器U3在t4時刻后馬上翻轉(zhuǎn)，產(chǎn)生關(guān)機信號。該關(guān)機信號作用于關(guān)機線路34，切斷給同步驅(qū)動器Ul和U2的輸入信號，或以其它形式使同步整流驅(qū)動器Ul和U2的輸出為低， 使同步整流MOSFET Q200和Q201同時關(guān)斷。[0019]圖3中的第一開關(guān)器件Q100、第二開關(guān)器件Q101、第三開關(guān)器件Q200和第四開關(guān)器件Q201 都為MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect ^Transistor，金屬氧化物半導體場效應(yīng)管)，這四個開關(guān)器件都包含反并聯(lián)體二極管。全部開關(guān)器件也可以是其它類型的主動開關(guān)器件。原邊和副邊線路的拓撲都可以采用其它形式，對該控制線路及其特性沒有影響。[0020]上述控制線路雖然只是對單端正激拓撲進行的敘述，其原理對多種原、副邊的拓撲結(jié)構(gòu)同樣適用。[0021]上述控制線路的描述中使用了 MOSFET作為功率開關(guān)器件。該控制線路同樣適用于任何其它具備開關(guān)特性的器件。[0022]上述控制線路的描述中使用了獨立關(guān)機線路34。在實際設(shè)計中，實現(xiàn)的線路可以有多種，在驅(qū)動器Ul和U2具有施能端(Enable)時，可以用關(guān)機信號直接控制Ul和U2的施能端。[0023]上述控制線路的描述中使用了基準電壓和比較器U3。在實際設(shè)計中，基準電壓可以是某種開關(guān)器件的閾值電壓，比如MOSFET的門極閾值電壓。而比較器也可以就是一個開關(guān)器件。[0024]雖然以上描述了本實用新型的具體實施方式
，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當理解， 這些僅是舉例說明，在不背離本實用新型的原理和實質(zhì)的前提下，可以對這些實施方式做出多種變更或修改。因此，本實用新型的保護范圍由所附權(quán)利要求書限定。權(quán)利要求1.一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，該線路包含變壓器副邊繞組、充電保持線路、電壓比較線路、和關(guān)機線路；其特征在于，變壓器副邊繞組連接到充電保持線路，充電保持線路的輸出端連接到電壓比較線路的輸入端與預(yù)設(shè)的基準電壓比較， 電壓比較線路的輸出端連接到關(guān)機線路。
2.如權(quán)利要求1所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述充電保持線路由充電限流電阻、二極管、保持電容串聯(lián)連接，保持電容與放電電阻并聯(lián)連接。
3.如權(quán)利要求2所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述充電限流電阻的阻值為零。
4.如權(quán)利要求2所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述放電電阻的阻值應(yīng)使保持電容上的電壓在關(guān)機發(fā)生后盡快下降到設(shè)定的電平， 產(chǎn)生關(guān)機信號。
5.如權(quán)利要求1所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述電壓比較線路由獨立的二端輸入電壓比較器構(gòu)成。
6.如權(quán)利要求1所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述電壓比較線路由開關(guān)器件MOSFET實現(xiàn)，基準電壓為開關(guān)器件MOSFET的門極閾值電壓。
7.如權(quán)利要求1所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述關(guān)機線路由獨立的可控開關(guān)器件構(gòu)成。
8.如權(quán)利要求1所述的間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，其特征在于，所述關(guān)機線路由關(guān)機信號施加到驅(qū)動器的施能端實現(xiàn)。
專利摘要本實用新型提出一種間接驅(qū)動同步整流直流-直流變換器的關(guān)機控制線路，該線路采用包含由變壓器副邊繞組、充電保持線路、電壓比較線路、和關(guān)機線路；其特征在于，變壓器副邊繞組連接到充電保持線路，充電保持線路的輸出端連接到電壓比較線路的輸入端與預(yù)設(shè)的基準電壓比較，電壓比較線路的輸出端連接到關(guān)機線路。本實用新型結(jié)構(gòu)簡單，成本低，在基本不提高變換器成本的條件下解決了同步整流的輸出關(guān)機放電問題，提高了系統(tǒng)的實用性和可靠性。
文檔編號H02M1/36GK202261006SQ201120124840
公開日2012年5月30日 申請日期2011年4月26日 優(yōu)先權(quán)日2011年4月26日
發(fā)明者張余進, 李華銘, 秦衛(wèi)鋒, 蔣毅敏, 魏槐 申請人:江蘇兆能電子有限公司