專利名稱：一種反激變換器控制恒流輸出電路及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及反激變換器驅(qū)動恒流輸出，尤其涉及用于LED電流恒定輸出的驅(qū)動的反激變換器驅(qū)動恒流輸出電路及方法。
背景技術(shù)：
LED照明已在企業(yè)照明、商業(yè)應(yīng)用照明及住宅照明中得到了廣泛的應(yīng)用。近年來， 越來越多的照明開始使用LED照明裝置，許多國家也都制定了逐步淘汰傳統(tǒng)的白熾燈具的時(shí)間表，而剩余的選擇就是節(jié)能燈及LED燈，與相同照明效果的白熾燈相比，節(jié)能燈可以節(jié)省更多的電力，但它含有汞金屬元素在內(nèi)，會對環(huán)境造成很大的污染。此外，與LED燈相比， 節(jié)能燈的使用壽命是有限的。LED燈發(fā)展很快，需要恒流輸出的控制。目前，LED照明燈具要求交流直接輸入、高效率、高功率因數(shù)、使用壽命長。傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路一般有三種，如圖I所不，第一種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路通過光耦合器到電源開關(guān)控制器的電壓反饋來調(diào)節(jié)輸出電壓，它使用了高容值的高壓電解電容和光耦合器，這就限制了整個(gè)系統(tǒng)的使用壽命，功率因數(shù)也會很低。又如圖2所示，第二種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路消除了光耦合器，并將變壓器的第三繞組作為反饋控制器，它通過變壓器第三繞組的感應(yīng)電壓來調(diào)節(jié)輸出電壓，高的功率因數(shù)校正通過連接在輸入電壓端的電阻分壓器對輸入電壓的檢測和消除高壓電解電容來實(shí)現(xiàn)。如圖3， 第三種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路也消除了光耦合器，并將變壓器的第三繞組作為反饋控制器，它仍通過變壓器第三繞組的感應(yīng)電壓來調(diào)節(jié)輸出電壓。高的功率因數(shù)校正是通過檢測次級二極管端的放電時(shí)間與總的開關(guān)周期之比來實(shí)現(xiàn)的。開關(guān)頻率不固定，而是由次級二極管端的放電時(shí)間決定，開關(guān)頻率的可變性增加了變壓器設(shè)計(jì)的難度。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述技術(shù)缺陷，本發(fā)明提出一種反激變換器控制恒流輸出電路及方法。為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的技術(shù)方案如下；
一種反激變換器控制恒流輸出電路，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關(guān)、電源開關(guān)控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，所述電源開關(guān)控制器BI，包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路AI、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅(qū)動電路；
所述第一抽樣電路輸出端同時(shí)連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路的輸入端經(jīng)過電阻連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負(fù)極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端接地，另一端連接在MOS管電源開關(guān)與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅(qū)動電路后連接MOS管電源開關(guān)的柵極，所述誤差放大比較電路A3 的輸出端同時(shí)連接所述比較電路A2的負(fù)極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。進(jìn)一步的，所述電源開關(guān)控制器還包括電壓過壓保護(hù)電路，所述電壓過壓保護(hù)電路連接在所述第一抽樣電路輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。進(jìn)一步的，所述電源開關(guān)控制器還包括第二比較電路A4和電流檢測電路，所述第二比較電路A4連接所述電流檢測電路后連接所述SR鎖存器電路的第三R端?！N反激變換器控制恒流輸出方法，通過連接外接電阻或者內(nèi)置電阻調(diào)節(jié)電源控制器BI開關(guān)頻率和調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C4，使得變壓器運(yùn)行在固定頻率非連續(xù)導(dǎo)通模式以獲得高的功率因數(shù)校正，恒定的輸出電流通過維持所述次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時(shí)間和開關(guān)周期的恒定比例來達(dá)到的。本發(fā)明的有益效果在于恒定的PWM頻率有效地簡化了電磁干擾濾波器及變壓器的設(shè)計(jì)；消除了高壓輸入電解電容，輸入電阻分壓器和光耦，從而延長了使用壽命，并提供了高功率因數(shù)校正；高功率因數(shù)校正的獲得是通過第三繞組的輸入反饋電壓及補(bǔ)償電容 C4而非輸入電阻分壓器來實(shí)現(xiàn)。


圖I為第一種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖2為第二種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖3為第三種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖4為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)不意圖5為檢測副邊電壓的波形示意圖6為本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)示意圖。
具體實(shí)施例方式下面將結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對本發(fā)明做進(jìn)一步的說明。如圖4所示，本發(fā)明設(shè)定了一個(gè)恒定的開關(guān)頻率，從而降低了變壓器設(shè)計(jì)的難度， 也簡化了外圍電路的設(shè)計(jì)，這個(gè)開關(guān)頻率是通過外圍電路中的外接電阻或者內(nèi)置電阻來調(diào)節(jié)，將變壓器運(yùn)行在DCM (非連續(xù)導(dǎo)通)模式以獲得高的功率因數(shù)校正。本發(fā)明不需要利用輸入端的電阻分壓器來檢測輸入波形以獲取高的功率因數(shù)。電源開關(guān)控制器BI的COMP引腳連接了一個(gè)足夠高的補(bǔ)償電容來適應(yīng)輸入電壓的變化以獲取高的功率因數(shù)。補(bǔ)償電容的選擇使得COMP引腳的時(shí)間常數(shù)的倒數(shù)與輸入線電壓的頻率相當(dāng)。它決定了高功率因數(shù)是否能實(shí)現(xiàn)。輸出反饋是通過初級檢測，并消除了光耦合。實(shí)施例一
一種反激變換器控制恒流輸出電路，與圖3外圍電路類似，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關(guān)、電源開關(guān)控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，其區(qū)別在于設(shè)定了一個(gè)恒定的開關(guān)頻率，這個(gè)開關(guān)頻率是通過外圍電路中的外接電阻或者內(nèi)置電阻來調(diào)節(jié)，因此原有的電源開關(guān)控制器也將進(jìn)行適應(yīng)的調(diào)整，如圖4和圖6所示，所述電源開關(guān)控制器BI包括第一抽樣電路S/Η、第二抽樣電路S/H、SR鎖存器電路、參考電壓電路Vkef、放大器電路Al、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅(qū)動電路；
所述第一抽樣電路S/Η輸出端同時(shí)連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路S/Η的輸入端FB經(jīng)過電阻Rl連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路Vkef連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負(fù)極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端GND接地，另一端CS連接在MOS管電源開關(guān)與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅(qū)動電路DRIVER的輸入端，DRIVER的輸出端GATE端連接MOS管電源開關(guān)的柵極，在電源開關(guān)控制器的VCC端為驅(qū)動電路DRIVER 提供驅(qū)動電壓，所述誤差放大比較電路A3的輸出端同時(shí)連接所述比較電路A2的負(fù)極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，電阻R5即為本發(fā)明所述的用于調(diào)節(jié)開關(guān)頻率外接電阻，通過振蕩器電路連接在一起，使得振蕩器的震蕩頻率發(fā)生變化，從而將變壓器運(yùn)行在DCM (非連續(xù)導(dǎo)通)模式以獲得高的功率因數(shù)校正。 所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。上述電源開關(guān)控制器BI還可以包括第二比較電路A4和電流檢測電路ENABLE CONTROL,當(dāng)設(shè)計(jì)的時(shí)候有第二比較電路A4和電流檢測電路時(shí)ENABLE CONTROL，上述SR鎖存器電路將增加一個(gè)R端，所述第二比較電路M連接所述電流檢測電路ENABLE CONTROL 后連接SR鎖存器電路新增加的那個(gè)R端。為了對電源開關(guān)控制器BI進(jìn)行過壓保護(hù)，在所述電源開關(guān)控制器內(nèi)部還可以包括電壓過壓保護(hù)電路OVP，所述電壓過壓保護(hù)電路OVP連接在所述第一抽樣電路S/Η輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。具體工作原理為VCC端是用來提供電源控制器的供電，F(xiàn)B端是用來檢測變壓器第三端的電壓的(通過Rl和R2的電壓分壓器)，COMP端是用來連接補(bǔ)償電容作為高功率因數(shù)校正，RT端是連接外接電阻調(diào)節(jié)電源控制器開關(guān)頻率的。CS端是用來檢測開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電流，GATE端是用來連接外接開關(guān)管的柵極作為驅(qū)動用。Rt的外接電阻與振蕩器電路連接在一起，使得振蕩器的震蕩頻率發(fā)生變化。通過開關(guān)管的電流經(jīng)過CS端到第二抽樣電路 S/Η抽樣后由放大電路Al放大后進(jìn)入誤差放大器比較電路A3和Vkef(基準(zhǔn)電壓)進(jìn)行比較， 比較的結(jié)果由在COMP端上的電容C4進(jìn)行平滑，其電壓和振蕩器的斜坡在比較電路A2進(jìn)行比較，得到相應(yīng)的占空比，由SR鎖存器輸出帶動驅(qū)動器DRIVER去驅(qū)動開關(guān)管。FB端的抽樣電壓用來連接誤差放大器比較電路A3，用于調(diào)節(jié)其輸出。如圖5所示，當(dāng)系統(tǒng)工作在DCM模式下時(shí)，次級二極管Dl電流會充分釋放給帶 LED的負(fù)載輸出端,功率MOS管的漏極峰值電壓為輸入電壓與二極管充分放電前的反射輸出電壓與匝數(shù)比乘積之和。這個(gè)放電時(shí)間(TDISQIAKeE)定義為次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時(shí)間。為了保證恒定電流輸出并有良好的控制，在恒定開關(guān)頻率(即恒定周期T)的情況下，保證TDIsaM(；E /T恒定不變是非常重要的(這里的T表示在系統(tǒng)中固定不變的開關(guān)周期)。次級二極管Dl完全放電的時(shí)間是通過FB端的電壓分壓器檢測變壓器的第三邊的下降沿來獲取。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明保護(hù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種反激變換器控制恒流輸出電路，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關(guān)、電源開關(guān)控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，其特征在于，所述電源開關(guān)控制器BI，包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路Al、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅(qū)動電路；所述第一抽樣電路輸出端同時(shí)連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路的輸入端經(jīng)過電阻連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負(fù)極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端接地，另一端連接在MOS管電源開關(guān)與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅(qū)動電路后連接MOS管電源開關(guān)的柵極，所述誤差放大比較電路A3 的輸出端同時(shí)連接所述比較電路A2的負(fù)極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種反激變換器控制恒流輸出電路，其特征在于，所述電源開關(guān)控制器BI還包括電壓過壓保護(hù)電路，所述電壓過壓保護(hù)電路連接在所述第一抽樣電路輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種反激變換器控制恒流輸出電路，其特征在于，所述電源開關(guān)控制器BI還包括第二比較電路A4和電流檢測電路，所述第二比較電路A4連接所述電流檢測電路后連接所述SR鎖存器電路的第三R端。
4.一種反激變換器控制恒流輸出方法，其特征在于，通過連接外接電阻或者內(nèi)置電阻調(diào)節(jié)電源控制器BI開關(guān)頻率和調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C4，使得變壓器運(yùn)行在固定頻率非連續(xù)導(dǎo)通模式以獲得高的功率因數(shù)校正，恒定的輸出電流通過維持所述次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時(shí)間和開關(guān)周期的恒定比例來達(dá)到的。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種反激變換器控制恒流輸出電路以及方法，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關(guān)、電源開關(guān)控制器B1、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，所述電源開關(guān)控制器B1,包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路A1、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅(qū)動電路,通過恒定的PWM頻率有效地簡化了電磁干擾濾波器及變壓器的設(shè)計(jì)；消除了高壓輸入電解電容，輸入電阻分壓器和光耦，從而延長了使用壽命，并提供了高功率因數(shù)校正；高功率因數(shù)校正的獲得是通過第三繞組的輸入反饋電壓及補(bǔ)償電容C4而非輸入電阻分壓器來實(shí)現(xiàn)。
文檔編號H02M3/335GK102611316SQ20121009537
公開日2012年7月25日 申請日期2012年4月1日 優(yōu)先權(quán)日2012年4月1日
發(fā)明者陳龍 申請人:紹興恒力特微電子有限公司