專利名稱：電力轉換裝置的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及對電機進行可變速驅動的電力轉換裝置的控制裝置，特別涉及具有DC-DC轉換器和逆變器的電力轉換裝置的控制裝置。
背景技術：
作為電動車的動力源，可變速范圍為廣范圍的永磁鐵同步電機被人們所期待。此夕卜，作為用于對永磁鐵同步電機進行可變速驅動的電源，一般使用為可變頻率電源的逆變器。此處，對逆變器連接可變速范圍廣的永磁鐵同步電機作為負載時，永磁鐵同步電機的感應電壓與電機的旋轉速度成比例上升，存在逆變器的輸出電壓相對于由電機感應而得到的反電動勢變得不足的可能性。如果像這樣逆變器的輸出電壓不足，則不能夠從逆變器向電機流動期望的電流，因此有在電機中不能夠產生必需的轉矩的可能性。于是，在現(xiàn)有技術中，在利用非同步PWM (Pulse Width Modulati導通(ON):脈寬調制)模式使逆變器運轉的領域中，采用通過最大轉矩/電流控制、弱磁通控制，避免逆變器的輸出電壓相對于電機感應的反電動勢的余量不足的問題的方法。此處，非同步PWM模式，通過使用指示應從逆變器向電機供給的交流電壓波形的電壓指令和與該電壓指令非同步的規(guī)定頻率的載波進行脈寬調制，來生成作為PWM脈沖的柵極信號。在最大轉矩/電流控制和弱磁控制中，控制在電機流動的電流。在電機的電樞繞組(定子繞組)流動的電流能夠分解為作為沿著向轉子的永磁鐵的N極的方向的d軸的成分的d軸電流id ;和作為沿與該d軸正交的q軸的成分的q軸電流iq。此處，q軸電流用于在電機中產生磁轉矩，d軸電流id和q軸電流i,用于產生磁阻轉矩。在最大轉矩/電流控制和弱磁通控制中，進行以該d軸電流id和q軸電流i,作為成分的電流矢量的控制。在最大轉矩/電流控制中，從絕對值相同的電流矢量組中選擇轉矩最大的電流矢量，將該最大的轉矩和得到該轉矩的電流矢量相關聯(lián)。然后，在施加需要的轉矩時，求取與該轉矩相關聯(lián)的電流矢量，進行用于使作為這樣的電流矢量的成分的d軸電流id和q軸電流i,在電機流動的電流相位控制。通過進行該最大轉矩/電流控制，使為了得到需要的轉矩而在電機流動的電流最小，使在電機產生的銅損最小，由此能夠使應設于電機的反電動勢與逆變器的輸出電壓之間的余量較少。此外，弱磁場控制是，通過在電機的電樞繞組中流動負的d軸電流id，減少由于轉子的旋轉而在電樞繞組產生的反電動勢，由此增加q軸電流，增加電機的轉矩。另外，弱磁場控制和上述最大轉矩/電流控制例如在非專利文獻I中公開。通過進行弱磁場控制，能夠一定程度上解決電機旋轉速度高的區(qū)域中的轉矩不足的問題。但是，弱磁場控制也存在極限，當電機的旋轉速度超過一定限度時，即使在非同步PWM模式中進行弱磁場控制，也會產生在高速旋轉區(qū)域中不能夠得到期望的轉矩的問題。于是，有時會進行將控制裝置中的柵極信號的生成模式從非同步PWM模式切換為例如單脈沖(一脈沖)的同步PWM模式的控制。此處，同步PWM模式，通過使用指示應從逆變器向電機供給的交流電壓波形的電壓指令和與該電壓指令同步的載波進行脈寬調制，來生成作為PWM脈沖的柵極信號。此外，單脈沖(一脈沖)的同步PWM模式是在電壓指令的一周期的期間生成一個PWM脈沖的模式。當切換為該單脈沖等的同步PWM模式時，能夠從逆變器向電機供給高基波電壓，因此能夠解決高速旋轉區(qū)域中的轉矩不足的問題?，F(xiàn)有技術文獻專利文獻專利文獻1:日本特開2004 - 208409號公報非專利文獻非專利文獻1:武田、松井、森本、本田共著“埋入永磁鐵同步電機的設計和控制”歐姆社，2001. 10發(fā)行。

發(fā)明內容
發(fā)明要解決的問題但是，在同步PWM模式中，例如在逆變器的輸出電壓大于電機的反電動勢時，在電機流動正的d軸電流，電機內的磁通密度變高，電機的損失(即，不用于產生轉矩的逆變器的輸出)可能增加。專利文獻I涉及從升壓型的DC-DC轉換器向逆變器施加直流電壓、利用該逆變器驅動電機的車輛用動力控制裝置，在該車輛用動力控制裝置中，基于電機的電力消耗，在電機的負載輕的低電力驅動時使DC-DC轉換器的升壓比下降以減少電路損失。于是，依據(jù)該專利文獻1，在同步PWM模式的逆變器的運轉時，在電機負載輕時，考慮采用使向逆變器供給直流電壓的DC-DC轉換器的升壓比下降的方法。但是，在同步PWM模式下的逆變器的運轉時，電機高速旋轉，產生高的反電動勢。由此，僅基于電機的負載使DC-DC轉換器的升壓比下降時，逆變器的輸出電壓相對于電機的反電動勢變得不足，產生不能夠得到需要的轉矩的問題。本發(fā)明是鑒于上述問題而提出的，其目的在于提供一種在同步PWM模式下的逆變器的運轉時，不會發(fā)生轉矩不足的問題，能夠避免電機損失增加，能夠抑制電機驅動系統(tǒng)的效率下降的電力轉換裝置的控制裝置。用于解決問題的方法本發(fā)明提供一種電力轉換裝置的控制裝置，該電力轉換裝置包括輸出直流電壓的直流電壓產生單元；和基于從上述直流電壓產生單元輸出的直流電壓產生驅動電機的交流電壓的逆變器，該電力轉換裝置的控制裝置的特征在于，包括逆變器控制單元，其是生成用于進行上述逆變器的開關元件的通/斷切換的柵極信號的單元，作為上述柵極信號的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，上述非同步PWM模式，通過使用指示應從上述逆變器向上述電機供給的交流電壓波形的電壓指令和相對于該電壓指令非同步的規(guī)定頻率的載波進行脈寬調制，來生成上述柵極信號，上述同步PWM模式，通過使用上述電壓指令和與上述電壓指令同步的載波進行脈寬調制，生成上述柵極信號；和直流電壓指令值運算單元，其在上述逆變器控制單元的柵極信號的生成模式為上述同步PWM模式的情況下，對指示從上述直流電壓產生單元供給到上述逆變器的直流電壓的指令值進行運算，使得從上述逆變器供給到上述電機的電流中與在上述電機的轉子設置的永磁鐵的N極的方向對應的成分的d軸電流為0或為負。
根據(jù)本發(fā)明，在同步PWM模式下進行逆變器的運轉時，控制從直流電壓產生單元向逆變器供給的直流電壓，使得在電機流動的d軸電流為0或為負，因此能夠不產生轉矩不足的問題，避免電機的損失增加，抑制電機驅動系統(tǒng)的效率下降。多數(shù)的電力轉換裝置的控制裝置包括處理器和存儲有在該處理器執(zhí)行的程序(使該處理器執(zhí)行的程序)的存儲器。由此，也可以設想各種電機，制作使計算機作為上述控制裝置起作用的程序，將該程序分配給電力轉換裝置的控制裝置的用戶。
附圖說圖1是表示包括作為本發(fā)明的第一實施方式的控制裝置的電機驅動系統(tǒng)的結構的框圖。圖2是表示該實施方式中的負載角與轉矩的關系的圖。圖3是該實施方式中電機的反電動勢比逆變器的輸出電壓低并且電機為無負載時的電壓矢量圖。圖4是電機的反電動勢比逆變器的輸出電壓低并且對電機施加一定的負載時的電壓矢量圖。圖5是電機的反電動勢與逆變器的輸出電壓相等時的電壓矢量圖。圖6是表示總磁通比電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通大并且為無負載時的電機內的磁通的矢量圖。圖7是表示總磁通比電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通大并且為輕負載時的電機內的磁通的矢量圖。圖8是表不電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通和總磁通相等并且負載施加于電機時的電機內的磁通的矢量圖。圖9是表在該實施方式中，對總磁通比電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通大、永磁鐵的電樞交鏈磁通和總磁通相等的各個情況進行了電機的損失分析的結果的圖。圖10是表示作為本發(fā)明的第二實施方式的控制裝置的結構的框圖。圖11是表不在電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通和總磁通相等并且負載施加于電機時的電機內的磁通和在電機流動的電流的矢量圖。圖12是表示該實施方式的效果的矢量圖。圖13是表示作為本發(fā)明的第三實施方式的控制裝置的結構的框圖。圖14是表示作為本發(fā)明的第四實施方式的控制裝置的結構的框圖。附圖標記說明10……直流電源，20……DC-DC轉換器，30……轉換器，40……逆變器，50……電機，100、100A、100B、100C……控制裝置，101……電流檢測部，102……轉速檢測部，103……直流電壓檢測部，110、IlOA……逆變器控制部，120……非同步/同步判定部，130……轉換器控制部，141……極數(shù)存儲部，142……反電動勢存儲部，143、143A、143B、143C……直流電壓指令值運算部，144……比較部，111……d軸電流q軸電流決定部，112……電感存儲部，113……總磁通運算部，114……端子電壓運算部，151……電流值運算部，152……基準電流存儲部。
具體實施例方式以下參照


本發(fā)明的實施方式。(第一實施方式)圖1是表示包括作為本發(fā)明的第一實施方式的控制裝置的電機驅動系統(tǒng)的結構的框圖。該電機驅動系統(tǒng)包括構成直流電壓產生單元的直流電源10、DC-DC轉換器20、電容器30、逆變器40、電機50、本實施方式的控制裝置100。在該例中，DC-DC轉換器20是包括相互串聯(lián)連接的兩個IGBT (Insulated GateBipolar Transistor :絕緣柵雙極晶體管)、與這些IGBT分別反向并聯(lián)連接的兩個續(xù)流二極管、升壓電抗器(reactor)的公知的DC-DC轉換器。此處，兩個IGBT中的一方、升壓電抗器與直流電源10串聯(lián)連接形成閉環(huán)。而且，該DC-DC轉換器20反復交替進行下述動作僅使一方的IGBT為導通(0N)，使電流在包含升壓電抗器的閉環(huán)中流動的動作；和使該一方的IGBT為斷開(OFF)并且使另一方的IGBT為導通(0N)，使在該升壓電抗器流動的電流經由與另一方的IGBT反向并聯(lián)連接的續(xù)流二極管向電容器30側流動的動作。由此，使直流電源10的輸出電壓升壓后的直流中間電壓ed。充電至電容器30。而且，DC-DC轉換器20中，能夠通過調整使兩個IGBT為導通(ON)的時間來進行使電容器30充電的直流中間電壓ed。的控制。逆變器40是將作為電容器30的充電電壓的直流中間電壓ed。轉換為用于驅動電機50的三相交流電壓的單元。該逆變器40與公知的逆變器同樣，為包括六組IGBT和續(xù)流二極管的組的橋電路。在該例中，電機50是永磁鐵同步電機。本實施方式的控制裝置100包括電流檢測部101、轉速檢測部102、直流電壓檢測部103、逆變器控制部110、非同步/同步判定部120、轉換器控制部130、極數(shù)存儲部141、反電動勢存儲部142、直流電壓指令運算部143、和比較部144。電流檢測部101是檢測從逆變器40向電機50的電樞繞組供給的U、V、W的各相的交流電流的裝置。轉速檢測部102是檢測電機50的轉子的每單位時間的旋轉數(shù)即旋轉速度n的裝置。直流電壓檢測部103是檢測充電至電容器30的直流中間電壓ed。的裝置。逆變器控制部110是產生用于進行逆變器40的各IGBT的通/斷(ON)/ (OFF)切換的柵極信號的裝置。進一步詳細敘述，該逆變器控制部110基于從外部施加的轉矩指令等，產生指示應供給到電機50的交流電壓波形的電壓指令，使用該電壓指令和載波進行脈寬調制。將通過該脈寬調制得到的PWM脈沖作為柵極信號供給到逆變器40的各IGBT。逆變器控制部110，作為柵極信號的生成模式具有非同步PWM模式和單脈沖的同步PWM模式。如上所述，非同步PWM模式是通過使用電壓指令和相對于該電壓指令不同步的規(guī)定頻率的載波進行脈寬調制來生成PWM脈沖，并且將其作為柵極信號輸出的生成模式。此外，同步PWM模式是通過使用電壓指令和與該電壓指令同步的載波進行脈寬調制來生成PWM脈沖，并且將其作為柵極信號輸出的生成模式。以下說明這些各模式中的逆變器控制部110的動作的概要內容。首先，說明非同步PWM模式。在作為永磁鐵同步電機的電機50的轉子產生的轉矩T根據(jù)式(I)得到。[數(shù)學式I]T = Pn^fflIq+(Ld-Lq) idiq......(I)
在該式(I)中，Pn是極對數(shù)，Wm是由轉子的永磁鐵產生、與電樞繞組交鏈的磁通，id是d軸電流，是q軸電流，Ld是d軸電感，Lq是q軸電感。此外，在式(I)中，第一項是由永磁鐵的磁通產生的磁轉矩，第二項是磁阻轉矩。在非同步PWM模式中，逆變器控制部110控制施加于逆變器40的柵極信號，使得能夠得到與轉矩指令值對應的轉矩的電流從逆變器40向電機50供給。此時，控制d軸電流id和q軸電流iq，使得在逆變器40的輸出電壓相對于電機50的端子電壓存在余量時電流值最小。在逆變器40的輸出電壓相對于電機50的端子電壓較低時進行弱磁場控制。接著說明同步PWM模式。此處，作為一個例子說明單脈沖的同步PWM模式。在通常狀態(tài)中，將施加于電機50的電樞繞組的交流電壓分解為作為d軸方向的成分的d軸電壓Vd和作為q軸方向的成分的q軸電壓Vq時，上述d軸電壓Vd和q軸電壓Vq由式(2)和式(3)得到。[數(shù)學式2]vd = Raid-wLqiq ......(2)[數(shù)學式3]vq = Raiq+ Ldid+w......(3)在上述式(2)和式(3)中，Ra是電機50的電樞繞組的繞組電阻，w是由電機50的轉速決定的電角速度。此外，電機50的端子電壓Vnit與d軸電壓Vd以及q軸電壓Vq的關系如下式所示。[數(shù)學式4]
權利要求
1.一種電力轉換裝置的控制裝置，所述電力轉換裝置包括輸出直流電壓的直流電壓產生單元；和基于從所述直流電壓產生單元輸出的直流電壓產生驅動電機的交流電壓的逆變器，該電力轉換裝置的控制裝置的特征在于，包括 逆變器控制單元，其是生成用于進行所述逆變器的開關元件的通/斷切換的柵極信號的單元，作為所述柵極信號的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通過使用指示應從所述逆變器向所述電機供給的交流電壓波形的電壓指令和相對于該電壓指令非同步的規(guī)定頻率的載波進行脈寬調制，來生成所述柵極信號，所述同步PWM模式，通過使用所述電壓指令和與所述電壓指令同步的載波進行脈寬調制，來生成所述柵極信號；和 直流電壓指令值運算單元，其在所述逆變器控制單元的柵極信號的生成模式為所述同步PWM模式的情況下，對指示從所述直流電壓產生單元供給到所述逆變器的直流電壓的指令值進行運算，使得從所述逆變器供給到所述電機的電流中與在所述電機的轉子設置的永磁鐵的N極的方向對應的成分即d軸電流為O或為負。
2.如權利要求I所述的電力轉換裝置的控制，其特征在于 所述直流電壓指令值運算單元，運算所述直流電壓的指令值，使得在所述電機產生的反電動勢和所述逆變器的輸出電壓的基波成分相等。
3.如權利要求2所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 包括 存儲特定頻率的所述電機的反電動勢的反電動勢存儲單元；和 存儲所述電機的磁極對數(shù)的極數(shù)存儲單元， 所述直流電壓指令值運算單元基于所述電機的旋轉速度、存儲于所述極數(shù)存儲單元中的磁極對數(shù)、和存儲于所述反電動勢存儲單元的特定頻率的所述電機的反電動勢，運算使在所述電機產生的反電動勢和所述逆變器的輸出電壓的基波成分相等的所述直流電壓的指令值。
4.如權利要求I所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 所述直流電壓指令值運算單元，運算所述直流電壓的指令值，使得利用所述逆變器的輸出電壓在所述電機生成的總磁通和由所述電機中的永磁鐵產生的電樞交鏈磁通相等。
5.如權利要求4所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 包括 存儲特定頻率的所述電機的反電動勢的反電動勢存儲單元；和 存儲所述電機的磁極對數(shù)的極數(shù)存儲單元， 所述直流電壓指令值運算單元基于所述電機的旋轉速度、存儲于所述極數(shù)存儲單元中的磁極對數(shù)、存儲于所述反電動勢存儲單元的特定頻率的所述電機的反電動勢，運算使利用所述逆變器的輸出電壓在所述電機生成的總磁通和由所述電機中的永磁鐵產生的電樞交鏈磁通相等的所述直流電壓的指令值。
6.如權利要求I所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 包括 存儲特定頻率的所述電機的反電動勢的反電動勢存儲單元；和 存儲所述電機的磁極對數(shù)的極數(shù)存儲單元，所述逆變器控制單元包括 d軸電流q軸電流決定單元，其基于轉矩指令，決定在所述電機流動的d軸電流和沿著與d軸正交的q軸的成分即q軸電流； 電感存儲單元，其存儲所述電機的d軸電感和q軸電感；和 總磁通運算單元，其基于由所述d軸電流q軸電流決定單元決定的d軸電流和q軸電流、存儲于所述電感存儲單元的d軸電感和q軸電感、和根據(jù)存儲于所述反電動勢存儲單元的特定頻率的所述電機的反電動勢決定的所述電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通，運算在所述電機生成的總磁通， 所述直流電壓指令值運算單元運算用于使所述電機生成由所述總磁通運算單元運算出的總磁通的所述直流電壓的指令值。
7.如權利要求I所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 包括 存儲特定頻率的所述電機的反電動勢的反電動勢存儲單元；和 存儲所述電機的磁極對數(shù)的極數(shù)存儲單元， 所述逆變器控制單元包括 d軸電流q軸電流決定單元，其基于轉矩指令，決定在所述電機流動的d軸電流和沿著與d軸正交的q軸的成分即q軸電流； 電感存儲單元，其存儲所述電機的d軸電感和q軸電感；和 端子電壓運算單元，其基于由所述d軸電流q軸電流決定單元決定的d軸電流和q軸電流、存儲于所述電感存儲單元的d軸電感和q軸電感、和根據(jù)存儲于所述反電動勢存儲單元的特定頻率的所述電機的反電動勢決定的所述電機的永磁鐵的電樞交鏈磁通，運算應施加于所述電機的端子電壓， 所述直流電壓指令值運算單元運算用于向所述電機施加由所述端子電壓運算單元運算出的端子電壓的所述直流電壓的指令值。
8.如權利要求6或7所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 所述d軸電流q軸電流決定單元決定能夠得到與所述轉矩指令對應的轉矩的d軸電流和q軸電流，該d軸電流和q軸電流使得以該兩種電流為成分的電流矢量的絕對值最小。
9.如權利要求I所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 包括 運算從所述逆變器供給到所述電機的電流值的電流值運算單元；和 存儲規(guī)定的基準電流值的基準電流存儲單元， 所述直流電壓指令值運算單元，在由所述電流值運算單元運算出的電流值超過存儲于所述基準電流存儲單元的基準電流值的情況下，將所述直流電壓的指令值控制成比當前高的值。
10.如權利要求I 9中任一項所述的電力轉換裝置的控制裝置，其特征在于 所述直流電壓指令值運算單元，在運算出的所述直流電壓的指令值超過規(guī)定的上限值的情況下，使該指令值與該上限值相等。
11.一種程序，其特征在于 使計算機作為控制電力轉換裝置的裝置發(fā)揮功能，該電力轉換裝置包括輸出直流電壓的直流電壓產生單元；和基于從所述直流電壓產生單元輸出的直流電壓生成驅動電機的交流電壓的逆變器， 所述程序使計算機作為以下單元發(fā)揮功能 逆變器控制單元，作為生成用于進行所述逆變器的開關元件的通/斷切換的柵極信號的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通過使用指示應從所述逆變器向所述電機供給的交流電壓波形的電壓指令和相對于該電壓指令非同步的規(guī)定頻率的載波進行脈寬調制，來生成所述柵極信號，所述同步PWM模式，通過使用所述電壓指令和與所述電壓指令同步的載波進行脈寬調制，來生成所述柵極信號；和 直流電壓指令值運算單元，在所述逆變器控制單元的柵極信號的生成模式為所述同步PWM模式的情況下，對指示從所述直流電壓產生單元供給到所述逆變器的直流電壓的指令值進行運算，使得從所述逆變器供給到所述電機的電流中與在所述電機的轉子設置的永磁鐵的N極的方向對應的成分即d軸電流為O或為負。
全文摘要
本發(fā)明提供電力轉換裝置的控制裝置，在利用逆變器的電機驅動系統(tǒng)中，在以同步PWM模式進行逆變器的運轉時，能夠不產生轉矩不足的問題，避免電機損失增加，抑制效率下降。逆變器控制部(110)，作為用于進行逆變器(40)的開關元件的通/斷(ON/OFF)切換的柵極信號的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式。直流電壓指令值運算部(143)，在逆變器控制部(110)以同步PWM模式生成柵極信號時，對指示從DC-DC轉換器(20)向逆變器(40)供給的直流電壓的指令值進行運算，使得從逆變器(40)向電機(50)供給的電流中的d軸電流為0或為負。
文檔編號H02M7/5395GK102983810SQ201210326458
公開日2013年3月20日 申請日期2012年9月5日 優(yōu)先權日2011年9月5日
發(fā)明者大口英樹, 島羽章夫 申請人:富士電機株式會社