專利名稱：基于3d-spwm的混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及一種基于3D-SPWM的混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
三電平逆變器具有耐壓高，開關(guān)應(yīng)力小，輸出波形質(zhì)量高等特點(diǎn)在高壓大功率場(chǎng)合具有很廣泛的應(yīng)用。隨著光伏產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，三電平乃至更多電平逆變器逐漸應(yīng)用于光伏發(fā)電系統(tǒng)之中。但是對(duì)于非隔離的傳統(tǒng)二極管箝位型三電平逆變系統(tǒng)，其中點(diǎn)電位的平衡、系統(tǒng)漏電流以及抗三相負(fù)載不平衡等問題很難同時(shí)得到很好的解決。而對(duì)于級(jí)聯(lián)非隔離三電平光伏逆變系統(tǒng)，由于其需要多路獨(dú)立電源(一般是獨(dú)立的光伏電池板)，這樣每一路獨(dú)立光伏電池板與大地之間都存在寄生電容，這樣系統(tǒng)漏電流的抑制變得更加復(fù)雜與困難。另外，對(duì)于級(jí)聯(lián)三電平光伏系統(tǒng)，由于每一路電池模組都有其自己的MPPT控制，這樣容易導(dǎo)致三相并網(wǎng)電流的不平衡，因此需要增加額外的控制算法，這極大降低了系統(tǒng)的可靠行與實(shí)時(shí)性。三相四線制傳統(tǒng)二極管箝位型逆變器在有源濾波、特種電源等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，此種結(jié)構(gòu)的三電平逆變器需要復(fù)雜的3D-SVPWM控制算法，還要考慮中點(diǎn)電位平衡問題，這樣會(huì)造成系統(tǒng)控制復(fù)雜度增加，嚴(yán)重影響系統(tǒng)可靠性。再者，有文獻(xiàn)指出三相四線制系統(tǒng)中3D-SVPWM和3D-SPWM是歸一的，即從控制性能指標(biāo)方面兩者沒有什么區(qū)別。3D-SVPWM控制的復(fù)雜度明顯高于3D-SPWM，但是對(duì)于三相四線制二極管箝位型逆變器，其中點(diǎn)電位的控制需要分析各個(gè)矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響，而3D-SPWM則由于靈活性較差使得其控制中點(diǎn)電位的平衡變得困難。因此，對(duì)于此類結(jié)構(gòu)的逆變器，只能采用3D-SVPWM才能達(dá)到預(yù)期的效果?？傊嗨木€制傳統(tǒng)二極管箝位型逆變器的控制過于復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)困難。

實(shí)用新型內(nèi)容
為了解決上述問題，本實(shí)用新型提出了一種基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)。它采用3D-SPWM控制方式，不僅可以有效降低系統(tǒng)漏電流，保證中點(diǎn)電位平衡，并且可以保證光伏系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)輸出三相電壓的平衡以及保證并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)三相并網(wǎng)電流的平衡。此外，通過對(duì)零序分量的控制可以有效降低中線電流。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本實(shí)用新型采用如下技術(shù)方案:—種基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng),它包括并聯(lián)的三相橋臂，每個(gè)橋臂包括四個(gè)串聯(lián)的IGBT管，各相橋臂的中點(diǎn)經(jīng)濾波器與相應(yīng)電阻負(fù)載連接，各電阻負(fù)載接地；在并聯(lián)的各橋臂輸入端并聯(lián)有串聯(lián)的一對(duì)電容Cl、電容C2，電容Cl、電容C2與采集光伏陣列連接；在各橋臂中第一 IGBT管和第四IGBT管間串接一對(duì)二極管，所述電容Cl、電容C2的中點(diǎn)接地，同時(shí)在各對(duì)二極管上還并聯(lián)箝位電容Cxi，其中i = a，b，c ;所述各IGBT管由控制電路采用3D-SPWM方式控制，平衡中點(diǎn)電位。所述濾波器采用LC濾波電路，其中的電容公共端接地。所述控制電路包括依次連接的調(diào)理電路、采樣電路、控制電路和驅(qū)動(dòng)電路，調(diào)理電路采集光伏陣列的直流電壓Vdc、直流電流Idc以及濾波器輸出的三相電壓Va、Vb、Vc和三相電流信號(hào)ia、ib、ic，三相電壓Va、Vb、Vc還送入鎖相電路，鎖相電路與控制電路連接，控制電路還設(shè)有保護(hù)電路；驅(qū)動(dòng)電路輸出PWM控制各相橋臂中相應(yīng)IGBT管的開通與關(guān)斷。所述控制電路采用FPGA模塊，在并網(wǎng)運(yùn)行模式時(shí)，采樣得到的三相并網(wǎng)電流ia、ib、ic和鎖相電路得到的電網(wǎng)電壓的相位信息進(jìn)行坐標(biāo)變換，即由三相靜止a-b-c坐標(biāo)系變換為三維旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q-Ο，進(jìn)而得到三相并網(wǎng)電流的d軸有功、q軸無功、O軸零序分量；零序電流分量的給定值if為O，這一給定分量和實(shí)際得到的零序分量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量Vtl ;無功分量的給定量iq*也為O，這一給定量和實(shí)際得到的無功分量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量V,;有功分量的給定id*由直流電壓給定和實(shí)際母線電壓比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后得到控制量Vd，而直流電壓的給定來源于MPPT算法的輸出；％、'、％再經(jīng)經(jīng)過坐標(biāo)反變換得到三相靜止坐標(biāo)系下的調(diào)制量，產(chǎn)生輸出的三相電壓信號(hào)Va_m、Vb_m、Vc_m到驅(qū)動(dòng)電路，驅(qū)動(dòng)電路輸出PWM信號(hào)。所述直流電壓不低于600V，如果給定量低于600V，則強(qiáng)制給定量為600V。所述控制電路采用FPGA模塊，在獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，采樣得到的瞬時(shí)相電壓Va、Vb、Vc由三相靜止坐標(biāo)系a-b-c變換到三維旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q-O,從而得到實(shí)際量Vd、Vq> V0 ;零序電壓分量的給定值應(yīng)為O，這一給定量Vtl*與實(shí)際量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量Vtirw ;q軸給定量Vq*為O，這一給定量與實(shí)際量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量Vq_inv ;對(duì)于d軸分量，令d軸分量的給定量％*=1，標(biāo)么值，基值為220V，這一給定量與實(shí)際量比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量Vd_inv ;最后將得到的三個(gè)控制量經(jīng)過坐標(biāo)反變換得到三相靜止坐標(biāo)系下的調(diào)制量，此調(diào)制量被送到驅(qū)動(dòng)電路生成PWM信號(hào)。本實(shí)用新型由于是三相四線制結(jié)構(gòu)，為了取得良好的控制效果，系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)需要對(duì)三相輸出電壓的零序分量進(jìn)行控制以保證三相電壓的高度平衡，而系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)需要對(duì)三相并網(wǎng)電流的零序分量進(jìn)行控制以保證三相并網(wǎng)電流的高度平衡，并有效降低系統(tǒng)中線電流。`本實(shí)用新型的有益效果是:對(duì)于三相四線制結(jié)構(gòu)，只要能夠保證中點(diǎn)電位的平衡就可以保證系統(tǒng)具有較小的漏電流，相關(guān)的公式推導(dǎo)在下一部分給出。對(duì)于普通的二極管箝位型三相四線結(jié)構(gòu)，中點(diǎn)電位的控制十分復(fù)雜，很難保證其可靠平衡，所以系統(tǒng)的漏電流不易控制。對(duì)于混合箝位型三相四線制結(jié)構(gòu)，由于直流側(cè)電容以及箝位電容以及負(fù)載回路之間的充放電，可以有效保證直流側(cè)中點(diǎn)電位的平衡，從而保證了系統(tǒng)具有很小的漏電流。此系統(tǒng)不僅適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)，還適用于UPS的設(shè)計(jì)。

圖1為本實(shí)用新型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；圖2為SPWM調(diào)制波、載波波形；圖3a、3b為三相四線制逆變部分結(jié)構(gòu)及其箝位電容充電回路；圖3c、3d、3e為三相四線制逆變部分結(jié)構(gòu)及其箝位電容放電回路；圖4為系統(tǒng)漏電流分析圖；圖5為并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)控制方框圖；圖6為獨(dú)立運(yùn)行時(shí)控制方框圖；[0021]圖7為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)輸出電壓不平衡度的影響(獨(dú)立，負(fù)載不平衡度20%)；圖8a為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)并網(wǎng)電流不平衡度的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)；圖8b為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)中點(diǎn)電位的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)；圖8c為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)中線電流的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)；圖8d為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)漏電流的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)；圖9a為中點(diǎn)電位的實(shí)驗(yàn)波形圖；圖9b為箝位電容電壓實(shí)驗(yàn)波形圖；圖9c為濾波前線電壓實(shí)驗(yàn)波形圖；圖9d為濾波后相電壓實(shí)驗(yàn)波形圖(負(fù)載不平衡度20%)。
具體實(shí)施方式
以下結(jié)合附圖與實(shí)施例對(duì)本實(shí)用新型做進(jìn)一步說明。圖1為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，主電路為混合箝位型三電平逆變器，直流側(cè)中點(diǎn)直接與光伏電池陣列直接相連，濾波器為L(zhǎng)C濾波電路。系統(tǒng)輸出端與負(fù)載和三相電網(wǎng)相連，三相電網(wǎng)的公共端η和負(fù)載公共端、濾波 電容公共端以及直流側(cè)中點(diǎn)相連。對(duì)于三相四線制結(jié)構(gòu)，如若采用2D-SVPWM控制方式，由于最終的調(diào)制波形中包含大量三次諧波，則會(huì)造成濾波電容公共端輸出電流過大(超過10A)，此時(shí)若獨(dú)立運(yùn)行時(shí)負(fù)載出現(xiàn)不平衡，則i_n較大，這樣會(huì)使得總的中線電流i_nc過大，進(jìn)而容易造成中線過熱影響系統(tǒng)安全。采用2D-SPWM控制方式，由于調(diào)制波形為嚴(yán)格的正弦波，這樣濾波電容公共端輸出就不會(huì)含有三次諧波電流，這樣就會(huì)使得it:較小(小于2A)。但是，在系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，2D-SPWM控制下輸出電壓的不平衡度比3D-SPWM控制下的要高將近I倍；在系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，2D-SPWM控制方式不僅會(huì)造成三相并網(wǎng)電流不平衡度偏高(3%左右)而且會(huì)使得i_n偏大(可達(dá)4A以上)，進(jìn)而會(huì)使總的中線電流i_nc較大。而本系統(tǒng)采用的3D-SPWM控制方式通過對(duì)零序分量的有效控制可以很好地解決上述問題。相關(guān)文獻(xiàn)給出3D-SVPWM和3D-SPWM在三相四線制系統(tǒng)中的控制效果是一樣的，即此時(shí)兩種方式是歸一的。對(duì)于混合箝位型三電平逆變系統(tǒng)，3D-SPWM更加合適。信號(hào)調(diào)理電路將霍爾傳感器測(cè)得的相關(guān)信號(hào)進(jìn)行調(diào)理，得到采樣電路可以接收的模擬信號(hào)。AD轉(zhuǎn)換器的采樣與轉(zhuǎn)換由FPGA進(jìn)行控制，將調(diào)理好的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字量。數(shù)字信號(hào)的處理以及坐標(biāo)變換、PI控制、保護(hù)、鎖相以及3D-SPWM控制、PWM產(chǎn)生均由FPGA實(shí)現(xiàn)，最終生成的PWM信號(hào)送給驅(qū)動(dòng)電路去控制IGBT管的開通與關(guān)斷。圖2為SPWM調(diào)制波、載波波形，圖3a、圖3b為三相四線制逆變部分結(jié)構(gòu)及箝位電容充電回路；圖3b、圖3c、圖3d以及圖3e為三相四線制逆變部分結(jié)構(gòu)及箝位電容放電回路。具體控制方式如下:調(diào)制波為三相正弦波，即ura=sin ω Turb=sin (ω Τ—120。)urc=sin (ω t_240。)載波為在相位上相差180°的三角波，如圖2所示。[0040]以a相為例，開關(guān)序列生成方式如下:(I)如果 Ura>CAl 并且 Ura>CA2，則開關(guān)矢量(Val，Va2，Va3，Va4) = (I, 1,0, 0)->矢量P。(2)如果 Ura〈CAl 并且 Ura〈CA2，則開關(guān)矢量(Val，Va2，Va3，Va4) = (0,0, I, 1)_>
矢量N。(3)如果 Ura>CAl 并且 Ura<CA2,則開關(guān)矢量(Val，Va2，Va3,Va4) = (1，0，1，0)->
零矢量01。(4)如果 Ura〈CAl 并且 Ura>CA2，則開關(guān)矢量(Val，Va2，Va3，Va4) = (0,1,0, l)->零矢量02。箝位電容Cxi (i = a, b, c)的增加使其零電平的獲取方式不同于二極管箝位型三電平逆變器。對(duì)于三相系統(tǒng)來說中點(diǎn)電位的平衡主要靠直流側(cè)電容和箝位電容的充放電來實(shí)現(xiàn)的。此外三相系統(tǒng)箝位電容的放電回路和單相系統(tǒng)有較大區(qū)別，本部分重點(diǎn)對(duì)箝位電容的放電回路進(jìn)行分析，并總結(jié)出了兩條結(jié)論:。1、箝位電容充電回路針對(duì)不同的矢量狀態(tài)情況，以a相箝位電容Cxa為例，其充電情況如圖3a，3b所
/Jn ο矢量P:此時(shí)，Val、Va2導(dǎo)通，Va3、Va4關(guān)斷，如果Cxa的電壓低于Ud/2，則Cl將按照?qǐng)D3a加粗顯示回 路對(duì)Cxa進(jìn)行充電。零矢量02:此時(shí)，Va2、Va4導(dǎo)通，Val、Va3關(guān)斷，如果Cxa的電壓低于Ud/2，則C2將圖3b加粗顯示回路對(duì)Cxa進(jìn)行充電。零矢量01:此時(shí)，Val、Va3導(dǎo)通，Va2、Va4關(guān)斷，如果Cxa的電壓低于Ud/2，則Cl將圖3a加粗顯示回路對(duì)Cxa進(jìn)行充電。矢量N:此時(shí)，Va3、Va4導(dǎo)通，Val、Va2關(guān)斷，如果Cxa的電壓低于Ud/2，則C2將按照?qǐng)D3b加粗顯示回路對(duì)Cxa進(jìn)行充電。2、箝位電容放電回路對(duì)于單相系統(tǒng)來說，N和01狀態(tài)下，箝位電容沒有放電回路。三相系統(tǒng)情況下放電回路比單相系統(tǒng)要復(fù)雜，對(duì)于每一相來說，箝位電容都有更多的放電回路使得其在較短的時(shí)間內(nèi)通過負(fù)載回路將多余的電放掉。相關(guān)文獻(xiàn)并沒有對(duì)三相系統(tǒng)的箝位電容放電回路給出細(xì)致地分析。圖3c，3d, 3e分別給出了混合箝位三相四線三電平逆變器箝位電容的部分放電回路。本實(shí)用新型以Cxa為例對(duì)箝位電容的放電回路進(jìn)行了詳細(xì)標(biāo)注。以開關(guān)狀態(tài)PPN, (02)PN, (Ol)PN, NPN為例對(duì)Cxa的放電回路進(jìn)行分析(其中PPN的意思是在某一時(shí)刻，a相矢量P起作用；b相矢量N起作用；c相矢量N起作用。相似的，(Ol)PN的意思是在某一時(shí)刻，a相零矢量01起作用；b相矢量P起作用；c相矢量N起作用)，依此推廣到更多開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)Cxa的電壓高于Ud/2時(shí)，這四種狀態(tài)的放電回路如圖3所示。PPN, (02) PN =Cxa將沿圖3c加粗顯示回路和圖3d加粗顯示回路進(jìn)行放電。(Ol)PN, NPN =Cxa將沿圖3d加粗顯示回路和圖3e加粗顯示回路進(jìn)行放電。由以上分析可得到如下結(jié)論:[0059](I)當(dāng)a相處于開關(guān)狀態(tài)P或者02時(shí)，b、c兩相中存在開關(guān)狀態(tài)N即可實(shí)現(xiàn)Cxa的放電；(2)當(dāng)a相處于開關(guān)狀態(tài)N或者01時(shí)，b、c兩相中只要存在開關(guān)狀態(tài)P即可實(shí)現(xiàn)Cxa的放電。滿足上面兩個(gè)條件的控制方法可以使得Cxa得以快速的充放電，從而可以保持中點(diǎn)電位和箝位電容的平衡。由分析可知，載波移相SPWM控制方式符合前文分析的兩個(gè)條件，即可以保證中點(diǎn)電位的平衡。圖4為系統(tǒng)漏電流分析圖。根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)中提到的漏電流模型的建立，本實(shí)用新型建立了混合箝位式三相四線制光伏系統(tǒng)的漏電流模型，如圖3所示。其中各相的漏感分別為L(zhǎng)1、L2、L3，中線漏感Ln，下面先對(duì)每一相的共模電壓進(jìn)行分析:對(duì)于a 相，共模電壓 Vcma= (VaN+VoN) /2+ ((Ln-L1) /2 (L^Ln)) (VaN-VoN)；對(duì)于b 相，共模電壓 Vcmb= (VbN+VoN) /2+ ((Ln-L2) /2 (L2+Ln)) (VbN-VoN)；對(duì)于c 相，共模電壓 Vcmc= (VcN+VoN) /2+ ((Ln-L3) /2 (L3+Ln)) (VcN-VoN)；理想三相平衡系統(tǒng)，L1=L2=L3=L, Ln=O ；系統(tǒng)總的共模電壓Vtan= (Vcma+Vcmb+Vcmc) /3 ；綜合上述分析可以得到因此只要保證直流側(cè)中點(diǎn)電位的平衡就可以使得系統(tǒng)共模電壓維持在 左右，理想情況下共模電壓等于\c/2,此時(shí)系統(tǒng)漏電流iik=CdVtc;m/dt=0，而結(jié)合上一部分電容的充放電分析，采用3D-SPWM方式可以比較容易實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的平衡，因此本實(shí)用 新型可以有效抑制系統(tǒng)的漏電流，當(dāng)然考慮到實(shí)際情況中Ln一般為接近于零的非零數(shù)，以及三相系統(tǒng)的漏感不會(huì)嚴(yán)格的相等，因此實(shí)際系統(tǒng)的漏電流不為零，但是可以有效抑制在較小的范圍內(nèi)。圖5為系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)控制方框圖。采樣得到的三相并網(wǎng)電流ia、ib、ic和PLL電路得到的電網(wǎng)電壓的相位信息進(jìn)行坐標(biāo)變換，即由三相靜止a-b-c坐標(biāo)系變換為三維旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q-Ο，進(jìn)而得到三相并網(wǎng)電流的d軸(有功)、q軸(無功)、0軸(零序)分量。對(duì)于零序電流分量的控制，為了提高并網(wǎng)電流的平衡度并且有效降低中線電流，零序電流分量的給定值if為O，這一給定分量和實(shí)際得到的零序分量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量％。為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)，無功分量的給定量iq*也為O，這一給定量和實(shí)際得到的無功分量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量V,。有功分量的給定id/2由直流電壓給定和實(shí)際母線電壓比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后得到，而直流電壓的給定來源于MPPT算法的輸出，對(duì)于單級(jí)式光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，MPPT控制有許多方法，這里就不再一一贅述，本實(shí)用新型中采用的是電導(dǎo)增量法。值得注意的是，對(duì)于三相系統(tǒng)，為了可靠并網(wǎng)其直流電壓不低于600V，如果給定量低于600V，則可能導(dǎo)致系統(tǒng)無法正常并網(wǎng)，這就是所謂的直流電壓崩潰。為了解決這個(gè)問題，可以增加一個(gè)環(huán)節(jié)，即當(dāng)直流電壓小于600V時(shí)強(qiáng)制給定量為600V，從而可以保證直流電壓不崩潰，當(dāng)然這是以犧牲這個(gè)時(shí)候的實(shí)際最大功率輸出為代價(jià)的。相關(guān)的仿真波形及其分析將在后文給出。圖6為系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)控制方框圖。系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，需要保證輸出三相220V平衡交流電壓。采樣得到的瞬時(shí)相電壓van、Vbn, Vcn由三相靜止坐標(biāo)系a-b-c變換到三維旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q-O，從而得到實(shí)際量Vd、\、Vc^對(duì)于零序電壓的控制，由于需要保證三相輸出電壓的高度平衡，從而零序電壓分量的給定值應(yīng)為O，這一給定量Vtl*與實(shí)際量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量Vtinv。對(duì)于q軸分量，由于系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)不涉及無功分量的控制，因此q軸給定量Vq*為O，這一給定量與實(shí)際量進(jìn)行比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量inv。對(duì)于d軸分量，為了使得輸出相電壓為220V，令d軸分量的給定量Vd*=l (標(biāo)么值，基值為220V)，這一給定量與實(shí)際量比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到控制量VdJnv15最后將得到的三個(gè)控制量經(jīng)過坐標(biāo)反變換得到三相靜止坐標(biāo)系下的調(diào)制量，此調(diào)制量被送到PWM產(chǎn)生模塊生成PWM波形。相關(guān)的仿真及其實(shí)驗(yàn)結(jié)果將在后文給出。圖7為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)輸出電壓不平衡度的影響(獨(dú)立，負(fù)載不平衡度20% )。由此圖可以看出，在2D-SPWM控制下，三相輸出相電壓的不平衡度(約為0.55% )要比3D-SPWM控制下的不平衡度(約為0.3%)高將近一倍。因此，由仿真結(jié)果可以看出，三維SPWM控制方式在系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)可以更好的抑制三相輸出電壓的不平衡。在系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，3D-SPWM在各方面都可以較好的控制效果，總體效果比2D-SPWM控制方式要好些。當(dāng)系統(tǒng)處于并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，3D-SPWM控制方式的優(yōu)勢(shì)更加明顯，下面結(jié)合相關(guān)仿真波形進(jìn)行比較分析。圖8a為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)并網(wǎng)電流不平衡度的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)，系統(tǒng)在0.2s時(shí)刻，光伏電池陣列輸出功率突然降低。從0-0.2s時(shí)刻，當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定并網(wǎng)后，對(duì)于2D-SPWM方式,并網(wǎng)電流的不平衡度可達(dá)1%,而3D-SPWM方式下，并網(wǎng)電流的不平衡度不到0.15%；0.2s以后，系統(tǒng)穩(wěn)定并網(wǎng)后，對(duì)于2D-SPWM方式，并網(wǎng)電流的不平衡度可達(dá)3.5%，而采用3D-SPWM方式，并網(wǎng)電流的不平衡度不足0.25%。因此，對(duì)于并網(wǎng)電流平衡度的控制，3D-SPWM具有十分明顯的優(yōu)勢(shì)。圖8b為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)中點(diǎn)電位的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)，系統(tǒng)在0.2s時(shí)刻，光伏電池陣列輸出功率突然降低。從圖中可以看出，3D-SPWM控制方式對(duì)中點(diǎn)電位的控制效果要比2D-SPWM控制方式好的多， 幾乎沒有波動(dòng)，而2D-SPWM方式下中點(diǎn)電位有一定范圍的波動(dòng)。圖8c為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)中線電流的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)，系統(tǒng)在0.2s時(shí)刻，光伏電池陣列輸出功率突然降低。濾波電容公共端輸出電流L在這兩種控制方式下大小基本相等，可以維持在1.7A以下，這里不再過多討論。但是對(duì)于電流i_n，在2D-SPWM控制方式下，其有效值可達(dá)3.5A，而在3D-SPWM控制方式下，其有效值可保持在0.4A左右，明顯小于前者。圖8d為2D-SPWM和3D-SPWM對(duì)漏電流的影響(并網(wǎng)運(yùn)行)。兩種控制方式對(duì)漏電流的峰值影響幾乎沒有差別，都可以很好的保證系統(tǒng)具有很小的漏電流。圖9a為中點(diǎn)電位的實(shí)驗(yàn)波形圖。此波形為負(fù)載在20%不平衡度下(獨(dú)立運(yùn)行)的波形，由波形可以看出，在直流側(cè)總電壓突變時(shí)，直流側(cè)電容Cl、C2上的電壓可以同步等值變化，即其中點(diǎn)電位可以很好的保持平衡。圖9b為箝位電容電壓實(shí)驗(yàn)波形圖。由波形可以看出，在直流側(cè)電壓突變時(shí)，箝位電容CXa、CXb、CXc可以順利地充放電至Vdc/2。圖9c為濾波前線電壓實(shí)驗(yàn)波形圖。由波形可以看出，濾波前線電壓呈現(xiàn)+Vdc;/2、O、-Vdc/2 二種電平 ο圖9d為濾波后相電壓實(shí)驗(yàn)波形圖(負(fù)載不平衡度20% )。若為三相三線制，負(fù)載不平衡會(huì)造成輸出電壓的嚴(yán)重不平衡，采用三相四線制方式后，可以有效抑制三相電壓不平衡，同時(shí)保證其它指標(biāo) 符合標(biāo)準(zhǔn)。
權(quán)利要求1.一種基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)，它包括并聯(lián)的三相橋臂，每個(gè)橋臂包括四個(gè)串聯(lián)的IGBT管，各相橋臂的中點(diǎn)經(jīng)濾波器與相應(yīng)電阻連接，各電阻接地；在并聯(lián)的各橋臂輸入端并聯(lián)有串聯(lián)的一對(duì)電容Cl、電容C2，電容Cl、電容C2與采集光伏陣列連接；在各橋臂中第一 IGBT管和第四IGBT管間串接一對(duì)二極管，其特征是，所述電容Cl、電容C2的中點(diǎn)接地，同時(shí)在各對(duì)二極管上還并聯(lián)箝位電容Cxi，其中i=a，b，c ;所述各IGBT管由控制電路采用3D-SPWM方式控制，平衡中點(diǎn)電位。
2.如權(quán)利要求1所述的基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)，其特征是，系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，所述濾波器采用LC濾波電路，系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)采用LCL濾波電路，其中的電容接地。
3.如權(quán)利要求1所述的基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)，其特征是，所述控制電路包括依次連接的調(diào)理電路、采樣電路、控制電路和驅(qū)動(dòng)電路，調(diào)理電路采集光伏陣列的直流電壓Vdc、直流電流Idc以及濾波器輸出的三相電壓Va、Vb、Vc和三相電流信號(hào)ia、ib、ic，三相電壓Va、Vb、Vc還送入鎖相電路，鎖相電路與控制電路連接，控制電路還設(shè)有保護(hù)電路； 驅(qū)動(dòng)電路輸出PWM控制各相橋臂中相應(yīng)IGBT管的開通與關(guān)斷。
專利摘要本實(shí)用新型涉及一種基于3D-SPWM混合箝位式三電平三相四線制光伏系統(tǒng)。它采用3D-SPWM控制方式，有效降低系統(tǒng)漏電流，保證中點(diǎn)電位平衡，保證光伏系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行時(shí)輸出三相電壓的平衡以及保證并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)三相并網(wǎng)電流的平衡。此外，通過對(duì)零序分量的控制可以有效降低中線電流。它包括并聯(lián)的三相橋臂，每個(gè)橋臂包括四個(gè)串聯(lián)的IGBT管，各相橋臂的中點(diǎn)經(jīng)濾波器與相應(yīng)電阻連接，各電阻接地；在并聯(lián)的各橋臂輸入端并聯(lián)有串聯(lián)的一對(duì)電容C1、電容C2，電容C1、電容C2與采集光伏陣列連接；在各橋臂中第一IGBT管和第四IGBT管間串接一對(duì)二極管，所述電容C1、電容C2的中點(diǎn)接地，同時(shí)在各對(duì)二極管上還并聯(lián)箝位電容Cxi，其中i＝a,b,c；所述各IGBT管由控制電路采用3D-SPWM方式控制，平衡中點(diǎn)電位。
文檔編號(hào)H02J3/38GK203103983SQ20122075060
公開日2013年7月31日 申請(qǐng)日期2012年12月31日 優(yōu)先權(quán)日2012年12月31日
發(fā)明者陳阿蓮, 杜超, 張承慧 申請(qǐng)人:山東大學(xué)