通過寬電壓波動的高效dc到dc轉換的裝置和方法
【專利摘要】一種DC到DC轉換器，包括耦合到一個共用磁芯的兩個或更多個電感以及兩個或更多個有源開關，其中至少一個有源開關在輸入電流路徑中?？刂破鞑僮髟搩蓚€或更多個有源開關，從而使得DC輸入通過該兩個或更多個電感中的一個或多個被驅動，以實現(xiàn)功率轉換操作。
【專利說明】通過寬電壓波動的高效DC到DC轉換的裝置和方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明一般涉及功率轉換。更具體的，本發(fā)明涉及一種可通過寬電壓波動操作的高效DC到DC轉換器。
【背景技術】
[0002]對于具有提高的轉換效率和降低的尺寸的DC到DC轉換器有不斷增長的需求。設計的技術多樣化，其中一些技術降低電壓或電流，有些技術增加電壓或電流，還有一些技術交替增加或降低電壓或電流。在一個典型的DC到DC轉換器中，一個或多個開關連接到輸入功率，電容或電感在一個相位中儲存過多的能量，并且在另一個相位中把儲存的能量被釋放到輸出節(jié)點。
[0003]每種技術都具有其自身的優(yōu)點和缺點。在元件的尺寸，整體效率和輸入到輸出電壓比的最優(yōu)區(qū)域之間有多方權衡。例如，增加開關頻率經常導致元件尺寸的減小，但由于寄生電容和開關渡越損失伴隨著開關損耗的增加。結果整體的效率降低。
[0004]AC到DC轉換的一個常見方法是使用橋式整流器將AC輸入轉換為DC，然后使用DC到DC開關轉換器以產生適當?shù)腄C輸出。過去試圖同時滿足提高轉換效率和減小轉換器尺寸的目標由整體效率問題來控制。在較寬輸入到輸出電壓比的效率是特別重要的，如同在AC到DC轉換中所經歷的一樣。一個AC電源在每個循環(huán)通?？缭綄挿秶乃矔r電壓，阻礙了針對具體的輸入到輸出電壓比優(yōu)化DC到DC轉換器的任何努力。
[0005]克服在輸入電壓中的大的變化的不利影響的一個方法是在儲能電容中儲存電荷，并在AC輸入電壓低于某一電平時使用該儲存的電荷,這被稱作“轉變時段”。該方法有兩個缺點。第一，需要一個相對大的電容來存儲足夠通過轉變時段的能量。第二，在轉變時段期間從輸入汲取小電流或者沒有電流，這導致來自輸入AC線的電流的汲取發(fā)生在一個較短時間幀上，通常在峰值輸入電壓附近。這最終導致低效的功率傳輸和較低的功率因數(shù)。
[0006]開關轉換器可以基于使用的有源功率開關的數(shù)目被分為三種主要的轉換器類型。兩開關轉換器類型包括降壓，升壓和反激式轉換器。三開關轉換器類型包括前饋式轉換器。四開關轉換器類型包括半橋式和推挽開關DC到DC轉換器。開關可以是有源或無源的。有源開關通過調制柵極而被控制。無源開關(例如二極管)不需要單獨的控制。
[0007]在前述觀點中，希望提供一種改進的功率轉換技術。特別是，在與寬電壓波動相關地使用的轉換器中，希望提供降低的開關損耗和減小的元件尺寸。

【發(fā)明內容】

[0008]本發(fā)明的一個實施例包括DC到DC轉換器，其具有耦合到一個共用磁芯的兩個或多個電感以及兩個或多個有源開關，其中至少一個有源開關在輸入電流路徑中?？刂破鞑僮髟搩蓚€或多個有源開關，從而使得DC輸入通過該兩個或多個電感中的一個或多個被驅動以實現(xiàn)功率轉換操作。
[0009]本發(fā)明的另一實施例包括DC到DC轉換器，其具有耦合到一個共用磁芯的兩個或多個電感以及兩個到四個有源開關，其中至少一個有源開關在輸入電流路徑中?？刂破鞑僮髟搩蓚€到四個有源開關，從而使得DC輸入通過該兩個或多個電感中的一個或多個被驅動以交替實現(xiàn)降壓，升壓和反激功率轉換操作。
[0010]本發(fā)明的一個實施例包括一種轉換DC功率的方法。一個DC輸入被接收?？刂菩盘柋皇┘拥接性撮_關上，其中控制信號具有在25%到100%之間的變化的占空因數(shù)。響應于控制信號，DC輸入被驅動，通過在共用磁芯上的兩個或多個電感中的至少一個以交替實現(xiàn)降壓，升壓和反激功率轉換操作。
[0011]披露的DC到DC轉換器具有來自降低的開關損耗的極高的效率，使得允許非常高的開關頻率和減小的元件尺寸和重量。此外，該轉換器具有小的磁性元件。進一步的，該轉換器提供高輸出DC負載電流能力。
[0012]披露的技術減小了開關占空因數(shù)的變動，以得到提高的效率。占空因數(shù)變化被用來實現(xiàn)電壓或電流比的一個范圍。因為占空因數(shù)改變以適應不同的傳輸比，由于寄生電容和/或開關渡越損失的影響，開關損耗將會增加。本發(fā)明利用一個或多個開關作為開關模式轉換器。這減少了對開關占空因數(shù)的顯著改變的需求，而仍達到了大電壓或電流傳輸比。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0013]連同下面詳細描述結合附圖，本發(fā)明被更充分地理解，其中:
[0014]圖1a-1j示出了本發(fā)明的一個三開關實施方式的各種實施例。
[0015]圖2a_2d示出了使用無源開關的三開關實施方式的各種實施例。
[0016]圖3a_3d示出了本發(fā)明的一個四開關實施方式的各種實施例。
[0017]圖4a_4e示出了使用無源開關的四開關實施方式的各種實施例。
[0018]圖5a_5b示出了具有一個隔離輸出的本發(fā)明的實施例。
[0019]圖6a_6b示出了在一個鏈式結構中的本發(fā)明的披露的電路。
[0020]圖7a_7b示出了根據(jù)本發(fā)明實施例配置的閃爍減少電路。
[0021]圖8a示出了結合本發(fā)明的三開關實施例的AC到DC轉換器。
[0022]圖Sb示出了結合本發(fā)明的四開關實施例的AC到DC轉換器。
[0023]相同的附圖標記指代附圖的各自圖示中的相應部分。
【具體實施方式】
[0024]圖1a-1j示出了本發(fā)明的三開關實施方式的各種實施例。可以看出開關A總是在輸入路徑中，并且開關C總是在輸出路徑中。取決于開關B和/或開關C的狀態(tài)，電感可以僅通過LI儲能，或者通過LI和L2串聯(lián)儲能。
[0025]在圖1a中，開關A可以是主切換開關，以完成降低(降壓)轉換。開關B的狀態(tài)與開關A的狀態(tài)相反。開關C 一直導通。例如，當開關A閉合時開關B打開，因此每當輸入電壓高于輸出電壓時，正向電流通過LI,開關A,開關C和L2到達輸出。打開開關A和閉合開關B斷開輸入。從而電感L2中儲存的能量通過開關C和開關B釋放到輸出。
[0026]這一結構與其中電感能量的儲存和釋放路徑使用了 LI和L2 二者的降壓轉換器形成對比。在圖1a中一個典型例子中，Ll=L2=Lx，在電感器磁芯內能量儲存期間，降壓轉換器的有效電感大約為4 * Lx0在圖1a中，在能量釋放路徑中僅有L2，因此有效電感等于Lx。[0027]在圖1a的另一可操作的實施例中，開關B接通，并且開關C被配置為與開關A的狀態(tài)相反。因此，當開關A導通時能量被儲存在電感LI中，不管輸出電壓。當開關A關斷，電感L2的能量通過開關C和開關B釋放。這樣的結構表現(xiàn)為反激轉換器，其中輸入和輸出共享一條線路。例如，當Ll=L2=Lx，能量儲存和釋放路徑看成Lx，代表1:1比例的反激轉換。在這種模式下選擇LI和L2的不同值并改變占空因數(shù)可以產生不同的有效電流或電壓傳輸比。
[0028]在第三結構中，圖1a的電路模擬了的升壓(升高)操作模式。在此，開關A —直導通，并且開關C被配置為開關B的相反狀態(tài)。接通開關B在電感LI中儲存能量。關斷開關B通過LI，L2，開關A和開關C釋放電感能量。其中Ll=L2=Lx，電感能量釋放路徑等于4'k Lx0
[0029]開關A，B或C可以同相工作，異相工作，具有重疊的工作循環(huán)，或者具有不重疊的工作循環(huán)，或者甚至隨機工作。預先選擇的LI和L2的值能夠產生非常寬的有效電流或電壓傳輸比。這僅僅通過一個物理電感(LI和L2在同一磁芯上)和至少三個開關就可以實現(xiàn)。電容可被可選地加到系統(tǒng)中的不同節(jié)點以減少輸入和輸出紋波電流和/或電壓。
[0030]通過在一個非常寬的輸入電壓范圍最小化工作循環(huán)的變化，開關損耗被維持在最小值。例如，當輸入電壓顯著地低于輸出電壓，可選擇升壓模式。當輸入到輸出的比值接近LI與L2的比值，選擇反激等效行為。當輸入超過高于輸出電壓的一定閾值時，選擇降壓模式。
[0031]再次考慮Ll=L2=Lx的例子。還假設理想的輸出電壓(Vo)為峰值輸入電壓(Vi)的I / 3，Vo=Vi峰值/3。當配置為降壓操作模式時，在峰值輸入電壓期間開關A面對4 *Lx的電感值。由于兩個線圈在同一磁芯上，電感飽和電流(Isat)為當僅有一個線圈接收電流時的一半。電感有效電壓為V1-Vo=3 * Vo-Vo=2 * Vo。電感磁芯飽和所需的時間與電感值和電感飽和電流成正比，并且與電壓成反比:(4 * Lx * Isat / 2) / (2 * Vo) =Lx *Isat / Vo0
[0032]現(xiàn)在假設輸入電壓接近Vo(在該例中為Vi峰值的I / 3)，并且選擇反激模式。在該模式輸入電感為Lx，并且LI上的電壓為Vi=Vo。電感磁芯飽和所需的時間與:LxIsat / Vo成比例。因此即使輸入電壓為峰值電壓的I / 3，電感磁芯飽和所需的時間是相同的。
[0033]對于升壓模式，開關A—直導通，在開關B導通和斷開時均會發(fā)生輸入電流汲取。這樣可以提高輸入電流汲取。因此在輸入電壓一半時，對比反激模式，從輸入端汲取的相同功率。這進一步擴大了能夠汲取輸入功率的輸入電壓范圍，而維持與傳統(tǒng)方法相比更窄的開關頻率和占空因數(shù)的更少變動。
[0034]來看這種方法在開關損耗上的效果，假設所有線圈和所有開關沒有寄生電阻，并且除了開關寄生電容和渡越損失外沒有其他的損耗源。在上述例子中Ll=L2=Lx，在峰值輸入電壓使用降壓模式，開關A上的僅僅50%占空因數(shù)就足以達到等于I / 3峰值輸入電壓的No。一個典型的MOSFET能夠在幾百伏和幾安培電流容量下切換，通常具有大約10納秒的開關轉變時間，以及大約幾百皮法的寄生電容。開關切換損失的快速計算為:Psw=(V * I* (tRISE+tFALL)) / (2 ~k T)，其中Psw為切換功率損耗，V為開關關斷時開關上的電壓，I為開關電流，tRISE和tFALL為開關上升和降落時間，T為開關周期。如果tRISE和tFALL為10nS，將希望把開關頻率限制到大約1MHz，以保持在每個有源開關(開關A和B)上的開關渡越損失小于2%。讓我們假設輸入電壓為300V，輸入電流為1A。占空因數(shù)為50%，輸入功率為300 * I * 50% =150W。具有4%的總損耗大約為開關A上2%和開關B上2% )，效率將為96%，并且傳輸?shù)捷敵龅墓β蕿?44W。由于輸出理想電壓為300V的I / 3(300 /3=100V)，這產生了 1.44A的輸出。在這一情形下，開關A和B中共損失6W?，F(xiàn)在假設輸入電壓是輸入峰值電壓的I / 9(300 / 9=33.33伏)，并選擇升壓模式。開關B和C上的50%占空因數(shù)切換在輸出生成100V。電感放電路徑為LI和L2，因此從輸入汲取的總功率為(33.33 * 2 * 50% +33.33 * I * 50% )=50W。這可在 333.33KHz 實現(xiàn)，因此總開關損耗在可忽略的大約1.33%。在此情形下，49.33W被傳輸?shù)捷敵觯?.67W在開關B和C中被消耗。
[0035]在本發(fā)明的上面例子中，使用一個線圈在峰值輸入電壓的最低效率為96%，線圈具有在串聯(lián)的兩個繞組LI和L2上的IA的飽和電流。這與現(xiàn)有技術的反激轉換器形成鮮明對比。為了從現(xiàn)有技術的反激轉換器中得到同樣水平的低電壓性能，需要一個I比3變比的變壓器。具有這一變比，在輸入上的33.33V輸入電壓和輸出開關的50%占空因數(shù)在輸出產生100V以及可比效率?，F(xiàn)在如果輸入電壓增加到300V，占空因數(shù)需要降低到10%以使用同樣的I比3變壓器在輸出產生100V(300 * 3 / I * (10% / 90% ) =IOOV)。這意味著相對開關損耗增加5倍(在本發(fā)明中50%對比使用反激轉換器時10% )并且輸入功率汲取除以 5(300V * IA * 10% =30ff)。
[0036]總而言之，這意味著在現(xiàn)有技術的反激轉換器中在300V的輸入電壓，與本發(fā)明相t匕，總輸入功率汲取和隨后的輸出功率傳輸被降低5倍(30W而非150W)。為了補償在現(xiàn)有技術的反激轉換器中的這一損耗，唯一的選擇是增加電感飽和電流和電感儲能容量5倍，將導通狀態(tài)輸入電流增加到5A，并且把開關頻率降低5倍以補償Psw的增大。電感和飽和電流增加5倍大致意味著線圈尺寸的增加超過5倍。由于輸入電流增加和操作頻率降低，為了維持相同的輸入紋波電壓，輸入電容需要增大5 * 5=25倍。電感的增加伴隨著電感寄生電阻的增加。
[0037]因此，在現(xiàn)有技術中，需要增加元件尺寸以補償損失的占空因數(shù)。本發(fā)明不存在這樣的問題，因為其中的占空因數(shù)僅有小的變動。在實踐中當與現(xiàn)有技術相比時本發(fā)明的空間節(jié)省可以達到超過一個量級?，F(xiàn)有技術中大多數(shù)高電壓開關調節(jié)器由于開關損耗問題而被限制在大約100千赫茲的開關操作。在從300V輸入到100V輸出的150W例子中，本發(fā)明能夠在超過500KHz開關頻率操作，并且效率超過95%。同時，總元件體積降低10到30倍。一個顯著更小的輸入電容(在上面例子中小25倍)使得設計者能夠使用高可靠性電容，例如陶瓷電容而非普通的電解電容。這在設計高可靠性電源中是非常重要的。一個電解電容的壽命在105°C或其左右通常為大約幾千小時，而陶瓷電容在類似條件下能夠持續(xù)幾十年。
[0038]可以看到在每種結構中開關A在輸入路徑中，并且可被用來監(jiān)控輸入負載特性。開關C 一直在輸出路徑中，并且可被用來監(jiān)控輸出負載特性。這在設計者試圖監(jiān)控系統(tǒng)的功率因數(shù)和調節(jié)開關頻率或開關占空因數(shù)以維持特定輸入或輸出負載特性時特別有利。例如，輸入電流可被調節(jié)來基于輸入電壓模擬接近電阻行為以實現(xiàn)非常接近I的功率因數(shù)。可選的，輸入電流或總輸入功率可被調節(jié)為一個相當恒定的值。與有效等效輸入電阻相比，在較低輸入電壓的輸入電流的增加產生一個“動態(tài)負電阻”，其意味著輸入等效阻抗在較低輸入電壓被減小。在家中或工業(yè)環(huán)境中這可被用來補償裝載在AC線上的其他主設備的非線性電流汲取，以及提高在一些例子中的電網(wǎng)電源線效率。
[0039]圖1b與圖1a類似，但是開關A和電感LI位置互換，開關A直接地連接到輸入，后面跟著電感LI。圖1c與圖1a類似，但是開關C和電感L2位置互換，開關C跟在電感L2后面直接地連接到輸出。圖1d與圖1a類似，但是開關A在輸入，并且開關C在輸出，電感LI和L2共享一個公用的線路。
[0040]圖1e示出了一種結構，其中開關C和L2在輸出的返回路徑中。圖1f與圖1e類似，但是開關A和電感LI位置互換，開關A直接地連接到輸入，后面跟著電感LI。圖1g與圖1e類似，但是開關C和電感L2位置互換，開關C直接地連接到輸出。圖1h與圖1g類似，但是開關A直接地連接到輸入。
[0041]圖1i與圖1e類似，但是開關A和C在返回路徑中并且電感LI和L2共享一個公用的線路。圖1j與圖1e類似，但是開關A在輸入返回路徑中，并且電感L2在輸出返回路徑中。
[0042]圖2a_2d示出了具有至少一個無源開關(即不被主動控制的開關；二極管就是一個無源開關)的三開關實施方式。圖2a與圖1a相同，但是開關C是一個二極管。圖2b與圖1e相同，但是開關A是一個二極管。在圖2c中，開關C是一個二極管，并且電感L2在輸出返回路徑中。在圖2d中，開關A是一個二極管，并且開關C在輸出返回路徑中。
[0043]本發(fā)明的另一實施例使用了四個開關。這一結構的一個好處是開關控制較簡單。圖3a_3d示出了本發(fā)明的各種四開關實施例。圖3a是圖1a中的三開關結構的擴展版，其中開關D是附加的。圖3b與圖3a類似，但是開關C在輸入和輸出返回路徑之間的匯合處。圖3c與圖3a類似，但是電感L2在輸出返回路徑中。圖3d與圖3b類似，但是電感L2在輸出返回路徑中。
[0044]圖4a_4e示出了在其中有源控制開關的一個或兩個被二極管取代的方案。圖4a與圖3a相同，但是開關D是一個二極管。圖4b與圖3a相同，但是開關C是一個二極管。圖4c與圖3a相同，但是開關C和D均是二極管。圖4d與圖3a相同，但是開關A和D均是二極管。圖4e與圖3a相同，但是開關A是一個二極管。
[0045]圖4c是圖4a的簡化方案，其中有源控制開關中的兩個被二極管取代。在圖4c中，當開關B閉合，開關A可以切換以有效地作為一個具有共用線路的反激式轉換器。LI作為變壓器的初級，并且L2作為變壓器的次級。
[0046]對于圖4a_4e的電路，當開關B打開，切換開關A形成降壓轉換器。在此情形下，輸出電壓一直低于輸入電壓。當開關A和C閉合并且Vi高于Vo，正向電流流經LI，開關A，C和L2。結果，能量儲存在LI和L2中。當開關A打開，L2和開關D作為導通路徑，并且能量被傳輸?shù)捷敵觥?br> [0047]在一個不同的結構中，開關B關閉，并且切換開關A形成在輸入和輸出之間具有共用線路的反激式轉換器。在此情形下，輸出電壓可比輸入電壓更低或更高。當開關A關閉，開關C打開，無論輸出電壓如何，電流都流經LI，開關A和開關B。結果，能量儲存在LI中。當開關A打開，L2和開關D作為導通路徑，并且能量被傳輸?shù)捷敵觥?br> [0048]在另一結構中，開關A導通，開關B被用來切換導通和關斷。在此情形中，轉換器作為改進的升壓轉換器。當開關B導通并且開關C關斷，無論輸出電壓如何，電流都流經開關A，B和LI。因此，LI儲能。當開關B關斷并且開關C導通，來自LI和L2的電感能量施加到輸出。
[0049]其他具有重疊占空因數(shù)的切換開關A和B的組合可以用來實現(xiàn)其他電壓或電流傳輸比。這使得不同的電流或電壓傳輸比和其他開關行為，包括等效斯普利特-π拓撲成為可能。
[0050]本發(fā)明的一個優(yōu)點是簡化了控制方案以實現(xiàn)降壓-升壓功能。在所有方案中，開關A —直在輸入電流路徑中切換輸入電流。在一個方案中，開關B可以作為傳輸比“模式改變器”以在反激和降壓轉換器模式之間進行選擇。這兩個開關可以聯(lián)合操作，或者彼此獨立操作。這兩個開關的獨立操作可以使得高壓DC到DC和AC到DC轉換器的設計更加容易。例如，開關A可取決于其電流而被激活，并且開關B可基于瞬態(tài)輸入電壓水平而被激活。這使得開關A在高頻和非常高的電壓下工作，而不需要任何與其他開關的通信。設計能夠在高電壓差工作的高速通信路徑是一個挑戰(zhàn)，并且是切換高壓DC到DC轉換器的一個主要的限制因素。由于開關A—直在輸入電流路徑中，為了所需的功率因數(shù)，同樣的開關可被用于監(jiān)測輸入負載特性和做出必要調整。
[0051]本發(fā)明的一個優(yōu)點是更寬的任意傳輸比。由于LI和L2均在同一磁芯上，當輸入功率經過LI和L2傳遞，電感大大高于L1、L2或LI和L2之和。例如，當Ll=L2=Lx，有效電感幾乎為4 * Lx0當轉換器工作在降壓模式下時這有助于降低紋波電流。在反激或升壓模式下，只有LI在輸入導通路徑中，因此輸入開關A只能看到LI，其等于Lx。這一情形是有利的，特別是對反激模式，其使得更高頻的操作成為可能。更低的電感提高電流更快，并且更快達到電感磁芯材料內相同水平的儲能。在輸入電壓低于輸出電壓或接近輸出電壓時通常需要反激或升壓模式操作。由于工作在更低電壓的寄生電容，對更高頻操作的耐受性更好。在更低輸入電壓下開關渡越損失小。在降壓模式期間由串聯(lián)的LI和L2產生的、由輸入路徑可見的高電感有助于降低紋波電流和減小寄生電容和開關損耗。選擇不同的LI和L2值和比例，采用少量元件可以得到非常寬的任意電壓和電流傳輸比，而開關損耗可被保持在最小值。
[0052]在三或四開關結構中同一磁芯上可附加第三電感L3以產生隔離的輸出。需要一個新的有源控制開關或二極管以產生各種情形下的DC輸出。圖5a和5b示出了一個隔離的電感L3的例子。圖5a不出了圖1a的電路加上附加電感L3和開關D以產生隔尚的輸出。圖5b示出了圖3a的隔離輸出方案加上附加電感L3和開關E。這樣的結構具有兩耦合電感方案的所有益處，并且具有隔離的DC輸出。
[0053]這一新穎的轉換器的多個級可被菊花鏈式連接到相似級或其他標準的DC到DC級，以實現(xiàn)功率轉換的擴展的可能性。在后級或前級中的單個或耦合的電感可被耦合到如LI和L2(以及隔離方案中的L3)的相同磁芯或者在分立磁芯上。圖6a和6b示出了這一多級方案的例子。在圖6a中當開關B接通或當開關D接通產生開關A的不同的返回路徑。當開關A關閉電流可以流經同一磁芯上的不同繞組，取決于其他開關的狀態(tài)，在此例中為開關B和D。取決于LI，L2和L3的值，以及開關A到E的占空因數(shù)，可以生成不同的電壓或電流傳輸比。在相同磁芯上存在的新的電感(在此例中為L3)為不將頻率或占空因數(shù)推動到極端條件的任意傳輸比提供了進一步的可能性。圖6b示出了在相同磁芯上具有η個電感和擴大開關數(shù)目的方案，以創(chuàng)建更多的菊花鏈級。[0054]這一新穎的轉換器的一個應用是驅動發(fā)光二極管(LED)。一個AC輸入具有從O到峰值正電壓的可變電壓范圍，隨后回到0，緊接著由負電壓到達負峰值，然后再次回到O。對于傳統(tǒng)的商業(yè)和工業(yè)用AC電源這通常在每秒發(fā)生50或60次。這一寬可變電壓使得設計高效AC到DC轉換器是一個挑戰(zhàn)。LED串有時具有在其上的顯著的電壓降落。為了維持良好的功率因數(shù)需要在每個周期從AC線汲取功率，如同電阻性的負載那樣。
[0055]AC到DC轉換的一個典型方法是使用二極管橋以將輸入AC轉換成整流的DC電壓，然后在DC到DC轉換器的輸入使用該DC電壓以產生合適的輸出電壓。當輸入電壓大致高于LED串的電壓降落，需要逐步降壓調節(jié)器。當輸入電壓大致低于LED串的電壓降落，需要逐步升壓調節(jié)器。本文披露的轉換器支持逐步降壓和逐步升壓操作。
[0056]期望消除或減少由AC電壓中的變化引起的AC線路閃變效應。閃爍的燈光的一個常見的例子是熒光燈的光。在交流下工作的熒光燈可以產生驅動其的AC線的兩倍頻率。在由交流驅動的LED燈中，通常二極管橋式整流器生成具有兩倍AC線頻率的主頻分量的輸出。例如對一個60HzAC線路，二極管橋式整流器生成具有120Hz主頻的輸出。如果系統(tǒng)中沒有儲能，隨著線路電壓變化，光強度可變化并產生120Hz的閃爍。盡管人不能看見高于50赫茲頻率的光閃爍，一些人的感官系統(tǒng)仍然能以某種方式檢測到閃爍。自從熒光燈照明被引入工作場所，就有關于頭疼，眼睛疲勞和一般的眼部不適的抱怨。
[0057]當前的發(fā)明具有實施降壓或升壓操作的能力。這縮短了不從輸入汲取功率的時間段。這在被稱為“轉變時段”的低瞬態(tài)輸入電壓期間減小了驅動LED所需的儲能量。在當前發(fā)明中使用的另一方法是在轉變時段期間使用負載的串聯(lián)電容或超級電容驅動輸出負載。一個簡單的升壓或反激級可被連接到該電容，并能使用其能量以在需要時驅動LED。
[0058]圖7a示出了具有串聯(lián)儲能電容Cs的LED串700。AC輸入被施加到整流器702，其產生DC輸入，DC輸入被施加到DC到DC轉換器704。DC到DC轉換器704的輸出被施加到LED串700。電容Cs與LED串700串聯(lián)，并當電流流經LED串700時儲能。控制器706被連接到電容Cs的輸入和輸出節(jié)點?？刂破?06執(zhí)行升壓或反激轉換。
[0059]控制器706可被設計以在轉變時段期間使用電容Cs的儲能來驅動LED串700。當接收的來自AC線路的電能高時，能量被儲存，并且該能量在接收的來自AC線路的能量低時被用于驅動LED串700。由于來自DC到DC轉換器704的功率增加，輸出電流為LED串700和串聯(lián)電容Cs充電。LED串700的電壓降落結合電容Cs的電壓降落減小了由DC到DC轉換器704生成的電流。瞬態(tài)功率相當恒定，并且P=V * I ;其中“P”為瞬態(tài)功率，“V”為輸出電壓，以及“I”為輸出電流。對于某一釋放到輸出的能量包，輸出電壓降落的增加減小了有效電流。串聯(lián)電容Cs儲存的能量可被計算為0.5 * Cs * V~2。使用該能量來驅動LED串700降低了串聯(lián)電容電壓降落，這隨后增加了有效開關DC到DC輸出電流。通過適當?shù)脑O計，該串聯(lián)電容(或超級電容)的額定電壓可以低于、等于或高于LED串700電壓降落。這一方法簡化了需要減少閃爍的儲能系統(tǒng)的設計。
[0060]圖7b示出了附加了電阻性元件Rs的相同級。Rs是一個檢測電阻，其可與LED串700和Cs —起串聯(lián)。Rs具有一個非常低的電阻值，以能夠精確檢測LED串電流，并且增強閃爍降低級的精確度。
[0061]圖8a示出了結合本發(fā)明的三開關實施例的一個示例的AC到DC轉換器。AC輸入被施加到整流器800?？刂破?02調制開關A，B和C的切換。當來自整流器800的整流的DC電壓高于DC輸出時，控制器802如下配置開關A，B和C。開關A為主切換開關，開關C為開關A的相反狀態(tài)，而開關B關斷。這模仿了降壓模式。開關A接通直至通過Rs的電流達到串聯(lián)的LI和L2的飽和電流，然后開關A關斷，開關C接通直至流經L2的電流過到O。這啟動了開關A動作的下一個周期。
[0062]當來自橋式整流器800的整流的DC電壓低于(LI / (L1+L2) * DC輸出)時，控制器802配置開關A接通，開關B為主切換開關，開關C為開關B的相反狀態(tài)。這提供了一種升壓等效轉換。開關B接通直至Rs中的電流達到LI的飽和電流，然后其關斷直至流經串聯(lián)的LI和L2的電流達到O。
[0063]當來自橋式整流器800的整流的DC電壓在(LI / (L1+L2) * DC輸出)和DC輸出之間時，控制器802如下配置各開關。開關A為主切換開關，開關B接通，開關C為開關A的相反狀態(tài)。如上所述，這模仿了具有一個共用輸入，輸出線路的反激轉換。開關A接通直至Rs中的電流過到LI的飽和電流，然后其關斷直至流經L2的電流達到O。在圖8a中，電容Cout被可選地附加到DC輸出以降低輸出紋波電壓。這種類型的輸出電容也可與本發(fā)明的其他實施例一起使用。
[0064]圖Sb示出了四開關的相似電路。控制器802僅控制開關A和B。開關C和開關D為二極管。這一控制器與本發(fā)明的其他控制器一樣可以實現(xiàn)三種模式:降壓、反激和升壓。
[0065]本領域技術人員將意識到本發(fā)明的相對簡單的電路支持降壓，反激和升壓模式操作，并且具有少至兩個的有源開關。這促進了更低的元件成本，更小的尺寸并便于制造。有利的是，在操作模式之間的占空因數(shù)的轉變相對地小，因此降低了功率損耗。例如，跨度在36倍的輸入電壓(輸入電壓在Vout / 6到Vout * 6的范圍)可由從不低于25%的占空因數(shù)范圍而支持。在具有I到I變比的反激式轉換器中，在同樣的36信輸入電壓跨度上，占空因數(shù)降落到低至2.7%，導致大量的功率損耗。因此，本發(fā)明與現(xiàn)有技術的反激式轉換器相比占空因數(shù)效率增強了 9.25倍。
[0066]本發(fā)明支持周期為100 ~k (tFALL+tRISE)的開關頻率，同時在9倍的輸入電壓變化上(例如Vout / 3到Vout * 3)仍維持高于95%的效率。對于一個具有IOnS的下降和上升時間的典型開關，這樣可以過到500KHZ的開關速度。有利的是，本發(fā)明電路的結構允許電感磁芯小至0.25cc以被用于超過50W的轉換。
[0067]除了 LED驅動器，本發(fā)明可被用在具有寬可變AC或DC電壓的任何環(huán)境中。這樣的應用的例子是用于電信設備驅動功率的AC到DC或DC到DC轉換器，驅動功率來自嘈雜的線路，電池供電設備，例如筆記本電腦和手持設備，或汽車，火車，船，飛機和其他交通工具上的電源。
[0068]本發(fā)明的另一應用是任意隔離的AC到DC或DC到DC電源。這包括但是不限于，便攜式電源，便攜式計算機電源和服務器計算機電源。
[0069]為了解釋的目的，前面的描述使用了具體的術語以提供對本發(fā)明的透徹的理解。然而，對本領域技術人員而言顯而易見的是為了實施本發(fā)明具體的細節(jié)不是必須的。因此，前述的本發(fā)明的具體實施例是為了描述和說明的目的而存在。其并不旨在窮舉或限制本發(fā)明為披露的確切形式；顯然，鑒于上面的教導許多修正和變形是可能的。實施例被選取和描述以最好地解釋本發(fā)明的原理及其實際應用，因此其使得其他本領域技術人員能夠最好地利用本發(fā)明，并且各種修改的各種實施例適合于預期的特定用途。下面的權利要求及其等同物旨在定義本發(fā)明的范圍。
【權利要求】
1.一種DC到DC轉換器，包括: 兩個或更多個電感，耦合到一個共用磁芯； 兩個或更多個有源開關，其中至少一個有源開關在輸入電流路徑中；以及控制器，操作所述兩個或更多個有源開關，從而使得DC輸入通過所述兩個或更多個電感中的一個或多個被驅動，以實現(xiàn)功率轉換操作。
2.權利要求1的DC到DC轉換器，其中功率轉換操作為升壓操作。
3.權利要求1的DC到DC轉換器，其中功率轉換操作為降壓操作。
4.權利要求1的DC到DC轉換器，其中功率轉換操作為反激操作。
5.權利要求1的DC到DC轉換器，進一步包括無源開關。
6.權利要求1的DC到DC轉換器，其中至少一個輸入開關監(jiān)控輸入負載特性。
7.權利要求1的DC到DC轉換器，其中至少一個開關監(jiān)控輸出負載特性。
8.權利要求1的DC到DC轉換器，其中至少一個輸入開關比其余開關大。
9.權利要求1的DC到DC轉換器，進一步包括陶瓷電容。
10.權利要求1的DC到DC轉換器，其中控制器僅采用25%或更大的占空因數(shù)。
11.一種DC到DC轉換器，包括: 兩個或更多個電感，耦合到一個共用磁芯； 二到四個有源開關，其中至少一個有源開關在輸入電流路徑中；以及控制器，操作所述二到四個有源開關，從而使得DC輸入通過所述兩個或更多個電感中的一個或多個被驅動，以交替實施降壓、升壓和反激功率轉換操作。
12.權利要求11的DC到DC轉換器，進一步包括無源開關。
13.權利要求11的DC到DC轉換器，其中至少一個輸入開關監(jiān)控輸入負載特性。
14.權利要求11的DC到DC轉換器，其中至少一個開關監(jiān)控輸出負載特性。
15.權利要求11的DC到DC轉換器，其中至少一個輸入開關比其余開關大。
16.權利要求11的DC到DC轉換器，進一步包括陶瓷電容。
17.權利要求11的DC到DC轉換器，其中控制器僅采用25%或更大的占空因數(shù)。
18.一種轉換DC功率的方法，包括: 接收DC輸入； 應用控制信號到有源開關，其中控制信號具有在25%和100%之間的交替的占空因數(shù)；以及 響應于控制信號，通過共用磁芯上的兩個或更多個電感中的至少一個來驅動DC輸入，以便交替實施降壓、升壓和反激功率轉換操作。
19.權利要求18的方法，進一步包括采用有源開關以監(jiān)控輸入負載特性。
20.權利要求18的方法，進一步包括采用有源開關以監(jiān)控輸出負載特性。
【文檔編號】H02M3/335GK103650314SQ201280022211
【公開日】2014年3月19日 申請日期:2012年3月21日 優(yōu)先權日:2011年3月22日
【發(fā)明者】R·卡薩彥 申請人:萊迪爾利恩技術股份有限公司