開關電源裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種即使輸入電壓變動較大也能進行高效率的電壓變換的開關電源裝置。諧振轉換器電路(20)通過FET(21、22)的切換而根據輸入電壓(Vi)產生輸出電壓(Vo)。后級SW控制電路(40)以固定導通占空比且固定開關頻率對諧振轉換器電路(20)的FET(21、22)交替地進行導通/截止控制。升壓轉換器電路(10)具有電感器(L1)、平滑電容器(C1)和切換向電感器(L1)的通電的FET(11)。前級SW控制電路(30)以所控制的導通占空比對升壓轉換器電路(10)的FET(11)進行導通/截止控制，并調整向諧振轉換器電路(20)的輸出電壓。
【專利說明】開關電源裝置【技術領域】
[0001 ] 本發(fā)明涉及將轉換器設為二級結構的開關電源裝置。
【背景技術】
[0002]在專利文獻I中公開了一種在前級具備電流輸入型轉換器、在后級具備串聯諧振型轉換器的結構的DC-DC轉換器。前級的電流輸入型轉換器檢測輸出電壓并執(zhí)行控制以使向后級的串聯諧振型轉換器輸入的輸入電壓變?yōu)楹愣?。后級的串聯諧振型轉換器以固定頻率工作以使輸入電壓直接成為負載電壓。
[0003]現有技術文獻
[0004]專利文獻
[0005]專利文獻1:日本特開昭64-43062號公報

【發(fā)明內容】

[0006]發(fā)明概要
[0007]發(fā)明要解決的課題
[0008]在專利文獻I中，在前級的電流輸入型轉換器的輸出上具有電容器。如果設該電容器的充電電壓為Vc、輸入電壓為Vs,則與向后級的轉換器輸入的輸入電壓Vi之間的關系成為Vi = Vs-Vc的關系。在該專利文獻I中，在考慮了瞬時停電的情況下，需要使前級的電流輸入型轉換器所產生的電壓變換比變大。
[0009]例如，在設后級的轉換器的輸入電壓Vi為200V的情況下，通過在瞬時停電時使電容器的充電電壓Vc降低，從而能工作到輸入電壓Vs降低至200V為止。另一方面，如果設穩(wěn)定時的輸入電壓Vs為380V，則電流輸入型轉換器需要執(zhí)行電壓變換動作以使電容器的充電電壓Vc成為180V。如上那樣，在專利文獻I所記載的DC-DC轉換器中，在考慮了瞬時停電并增大了輸入電壓范圍的情況下，存在穩(wěn)定時的電壓變換比變大從而變得不效率的問題。
[0010]因此，本發(fā)明的目的在于提供一種即便將輸入電壓范圍設定得較大，在穩(wěn)定時也能執(zhí)行高效率的電壓變換的開關電源裝置。
[0011]用于解決課題的技術方案
[0012]本發(fā)明所涉及的開關電源裝置的特征在于，具備:非絕緣型轉換器，其對所輸入的輸入電源電壓進行升壓并輸出直流電壓；和絕緣型橋式轉換器，其輸入從上述非絕緣型轉換器輸出的直流電壓并向負載輸出直流電壓，上述絕緣型橋式轉換器具有:變壓器，其具備初級繞組以及次級繞組；交流電壓產生電路，其與上述初級繞組連接并包括第I開關元件和第2開關元件，通過上述第I開關元件以及上述第2開關元件的切換而根據所輸入的直流電壓產生交流電壓并施加給上述初級繞組；和整流電路，其與上述次級繞組連接，對通過與上述初級繞組的磁場耦合而在上述次級繞組中感應出的電壓進行整流并向負載輸出，上述非絕緣型轉換器具有:電感器；電容器；和第3開關元件，其切換向上述電感器的通電，上述開關電源裝置還具備:開關控制電路，其以固定導通占空比且固定開關頻率，隔著死區(qū)時間對上述第I開關元件以及上述第2開關元件交替地進行導通/截止控制；和PWM控制電路，其對上述第3開關元件進行導通/截止控制，并且控制上述第3開關元件的導通占空比來調整向上述絕緣型橋式轉換器的輸出電壓。
[0013]在該構成中，由于對前級的非絕緣型轉換器的導通占空比進行控制來調整輸出電壓，因此能以固定導通占空比以及固定開關頻率對第I開關元件以及第2開關元件進行開關控制。例如，通過以大致50%的導通占空比對第I開關元件以及第2開關元件交替地進行導通/截止控制，從而能夠使第I開關元件以及第2開關元件高效率地動作，可高效地執(zhí)行電力變換。此外，通過固定第I開關元件以及第2開關元件的開關頻率，從而能夠設定為最合適的開關頻率。而且，通過控制非絕緣型轉換器的導通占空比，從而即使輸入電壓變動較大，也能應對這種情況。
[0014]優(yōu)選如下結構，SP:在上述輸入電源電壓為閾值以上的情況下，上述PWM控制電路停止上述第3開關元件的開關控制，上述開關控制電路控制上述第I開關元件以及上述第2開關元件的導通占空比以及/或者開關頻率。
[0015]在該結構中，在輸入電壓為閾值以上的情況下，不使非絕緣型轉換器動作，輸入電壓直接被輸入到后級的絕緣型橋式轉換器中。因此，也能應對于相對于穩(wěn)定時輸入電壓增大的情況。
[0016]上述絕緣型橋式轉換器也可為諧振轉換器的結構。
[0017]在該結構中，由于流動正弦波狀的電流，因此能夠通過零電壓開關和零電流開關減小開關損耗。
[0018]優(yōu)選如下結構，即:上述交流電壓產生電路具有:串聯諧振電路，其包括諧振用電容器以及諧振用電感器；和勵磁電感，其與上述初級繞組并聯地形成，上述開關控制電路以與上述串聯諧振電路的諧振頻率一致的開關頻率對上述第I開關元件以及上述第2開關元件進行導通/截止控制。
[0019]在該結構中，后級的絕緣型橋式轉換器為LLC電路，第I開關元件以及第2開關元件被控制以使開關頻率與沒有考慮LLC電路的勵磁電感的諧振頻率一致。由此，能夠抑制沒有考慮變壓器的繞組比時的絕緣型橋式轉換器的輸入輸出電壓比(增益)的頻率特性根據負載而發(fā)生變動的情況。
[0020]優(yōu)選如下結構，S卩:上述開關控制電路將上述固定導通占空比設為大致50%，來對上述第I開關元件以及上述第2開關元件進行導通/截止控制。
[0021]在該結構中，由于導通占空比大致為50%，因此能進行高效率的電力變換。
[0022]上述絕緣型橋式轉換器也可為全橋式轉換器。
[0023]在該結構中，由于次級側的平滑電容器的電流脈動小，因此適用于低電壓大電流輸出的用途。
[0024]上述絕緣型橋式轉換器也可為半橋式轉換器。
[0025]在該結構中，能夠使開關元件的數目比全橋式轉換器減少。
[0026]發(fā)明效果
[0027]根據本發(fā)明，將轉換器設為二級結構，通過對前級的轉換器進行開關控制，從而能夠控制向后級的轉換器輸入的輸入電壓變動，因此即使將輸入電壓的范圍設定得較大，也能執(zhí)行穩(wěn)定時的高效率的電壓變換。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0028]圖1為實施方式I所涉及的開關電源裝置的電路圖。
[0029]圖2為實施方式I所涉及的開關電源裝置的控制相關的波形圖。
[0030]圖3為使開關頻率fs比第I諧振頻率fr低的情況下的波形圖。
[0031]圖4為使開關頻率fs比第I諧振頻率fr高的情況下的波形圖。
[0032]圖5為與實施方式2所涉及的開關電源裝置的電路圖。
[0033]圖6(A)為表示以接近于50%的導通占空比進行動作的情況下的電流波形的圖，(B)為表示以比(A)小的導通占空比進行動作的情況下的電流波形的圖。
[0034]圖7為實施方式3所涉及的開關電源裝置的電路圖。
[0035]圖8為實施方式4所涉及的開關電源裝置的電路圖。
【具體實施方式】
[0036](實施方式I)
[0037]圖1為本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路圖。開關電源裝置101于輸入端子Pi(+)、Pi(_)與輸出端子Ρο(+)、Ρο(_)之間，在前級具備非絕緣型轉換器，在后級具備絕緣型橋式轉換器。在本實施方式中，非絕緣型轉換器為升壓轉換器電路10，絕緣型橋式轉換器為半橋式LLC諧振轉換器電路(以下稱作諧振轉換器電路)20。從輸入端子Pi (+)、Pi(-)輸入直流輸入電壓Vi，從輸出端子Po(+)、Po(_)輸出輸出電壓Vo。輸出端子Po(+)、Po(-)連接負載(未圖示)，并向該負載提供輸出電壓Vo。
[0038]升壓轉換器電路10與輸入端子Pi (+)、Pi(_)連接，輸入輸入電壓Vi，輸出輸出電壓(以下稱作總線電壓)Vbus。輸入端子Pi(+)、Pi(_)還連接平滑電容器Ci。升壓轉換器電路10具備電感器L1、η型MOSFET(以下稱作FET。)11、二極管Dl以及平滑電容器Cl。電感器LI的第I端與升壓轉換器電路10的輸入部連接，第2端經由二極管Dl而與升壓轉換器電路10的輸出部連接。
[0039]二極管Dl的陽極端子與電感器LI連接，陰極端子與升壓轉換器電路10的輸出部連接。二極管Dl的陰極端子連接平滑電容器Cl。FET(本發(fā)明的第3開關元件)11的漏極端子被連接在電感器LI與二極管Dl之間的連接點，源極端子與接地線連接。此外，FETll的柵極端子與前級開關控制電路(以下稱作前級SW控制電路。)30連接，由前級SW控制電路30進行導通/截止控制。該前級SW控制電路30相當于本發(fā)明的PWM控制電路。
[0040]在前級SW控制電路30中，被輸入與在后述的變壓器T的次級側所檢測出的輸出電壓Vo相應的反饋電壓Vfb。另外，在圖1中只用一根線簡單地表示反饋路徑。例如能夠采用光電耦合器或脈沖變壓器等絕緣單元來進行反饋。具體地，在輸出端子Po (+) -Po (-)間連接反饋電路，反饋電路通過輸出端子Po(+)-Po(_)的電壓的分壓值與基準電壓的比較而產生反饋信號，在絕緣狀態(tài)下向前級SW控制電路30輸入反饋電壓Vfb。
[0041]前級SW控制電路30具備振蕩器31、比較器32以及驅動器(Drv)33，以基于反饋電壓Vfb所決定的導通占空比對FETll進行導通/截止控制。振蕩器31與比較器32的非反相輸入端子(+)連接，并將基準三角波電壓(斜坡波電壓)輸出給比較器32。[0042]在比較器32的反相輸入端㈠輸入反饋電壓Vfb。比較器32比較所輸入的三角波電壓和反饋電壓Vfb，生成與比較結果相應的占空比的PWM信號。即FETll的導通占空比由反饋電壓Vfb設定，作為結果，通過前級SW控制電路30變更FETll的導通占空比來控制輸出電壓Vo。驅動器33基于來自比較器32的PWM信號來執(zhí)行FETll的導通/截止控制。如上那樣，開關電源裝置101的輸出電壓Vo通過前級SW控制電路30控制FETll的導通占空比而被控制。
[0043]諧振轉換器電路20被連接在升壓轉換器電路10的后級，具備包括初級繞組np以及次級繞組ns的變壓器T。諧振轉換器電路20在變壓器T的初級側具備FET (本發(fā)明的第I開關元件)21以及FET (本發(fā)明的第2開關元件)22。FET21、22均為η型FET。在變壓器T的初級側所形成的電路相當于本發(fā)明所涉及的交流電壓產生電路。
[0044]FET21的漏極端子與升壓轉換器電路10的輸出部連接，源極端子經由諧振用電容器Cr以及諧振用電感器Lr的串聯諧振電路而與變壓器T的初級繞組np的第I端連接。在圖1中，與初級繞組np并聯連接的電感器Lm為在變壓器T中產生的勵磁電感。
[0045]FET22的漏極端子經由諧振用電容器Cr以及諧振用電感器Lr的串聯諧振電路而與變壓器T的初級繞組np的第I端連接，源極端子與初級繞組np的第2端連接。
[0046]另外，諧振電感器Lr也可為變壓器T的漏電感，也可為外置部件。
[0047]FET21、22各自的柵極端子與后級開關控制電路(以下稱作后級SW控制電路。)40連接，通過后級SW控制電路40進行導通/截止控制。該后級SW控制電路40相當于本發(fā)明的開關控制電路。FET21、22詳細而言隔著死區(qū)時間為大致50 %的占空比、且將串聯諧振電路的諧振頻率作為開關頻率交替地導通。開關電源裝置101的輸出電壓No通過前級SW控制電路30控制FETll的導通占空比而被控制，因此FET21、22的導通占空比以及開關頻率在設計范圍內能任意地設定。
[0048]作為LLC諧振電路的諧振轉換器電路20具有第I諧振頻率fl和第2諧振頻率f2。第I諧振頻率fl為由諧振用電感器Lr以及諧振用電容器Cr決定的頻率，成為I/(2 π V (Lr.&))。此外，第2諧振頻率f2為由諧振用電感器Lr、諧振用電容器Cr以及勵磁電感Lm決定的頻率，成為1/(2 31 V (Lr+Lm)Cr))。后級SW控制電路40控制FET21、22以使FET21、22的開關頻率fs與第I諧振頻率fl 一致。
[0049]諧振轉換器電路20在變壓器T的次級側具備二極管D21、D22以及平滑電容器Co。通過二極管D21、D22以及平滑電容器Co構成本發(fā)明的整流電路。變壓器T的次級繞組ns的第I端與二極管D21的陽極端子連接，第2端與二極管D22的陽極端子連接。二極管D21、D22各自的陰極端子與輸出端子Po⑴連接。平滑電容器Co與輸出端子Po (+)、Po㈠連接。
[0050]此外，變壓器T的次級繞組ns具有中間抽頭，中間抽頭與輸出端子Po(-)連接。以下，為了便于說明，將第I端與中間抽頭之間的次級繞組ns稱作第I次級繞組nsl，將第2端與中間抽頭之間的次級繞組ns稱作第2次級繞組ns2。變壓器T的次級側構成中心抽頭方式的全波整流電路。
[0051]接下來，說明后級SW控制電路40對FET21、22進行開關控制以使FET21、22的開關頻率fs與第I諧振頻率Π —致的情況下的電流波形。
[0052]圖2為本實施方式所涉及的開關電源裝置101的控制相關的波形圖。[0053]在圖2中，將橫軸作為時間軸。時間t。、t2為FET22斷開、FET21接通的定時。此外，時間h為FET21斷開、FET22接通的定時。在圖2中雖然省略了，但在斷開與接通之間設置短的死區(qū)時間。
[0054]此外，圖2分別表示向FET21、22的柵極端子施加的柵極電壓Vgs21、Vgs22、諧振用電感器Lr中流動的諧振電流U、勵磁電感Lm中流動的勵磁電流、變壓器T的次級側二極管D21、D22中流動的電流iD21、iD22的波形。另外，在初級側中流動的電流將從諧振用電容器Cr流向初級繞組np方向的情況設為正值，將在逆方向上流動的情況設為負值。
[0055]在期間h?&內，在FET22剛斷開之后，電流在勵磁電感Lm —串聯諧振電路(諧振用電感器Lr以及諧振用電容器Cr) — FET21的體二極管的路徑中流動。因此，諧振電流iLr成為負值。此后，FET21接通，電流在FET21 —串聯諧振電路一勵磁電感Lm的路徑中流動，諧振電流L被切換為正值。諧振電流L的波形大致為正弦波狀，該頻率為第I諧振頻率H。另外，在FET21接通時，由于FET21的漏極電壓為零，因此FET21成為ZVS(ZeroVoltage Switch)。
[0056]此外，在期間h?h內，諧振電流k與勵磁電流的差分電流在變壓器T的初級繞組np中流動，通過磁場耦合而在變壓器T的次級繞組ns感應出電壓。而且，在變壓器T的次級側，電流Id21在第I次級繞組nsl以及二極管D21的路徑中流動。
[0057]另外，施加于勵磁電感Lm的電壓由于變壓器T的磁場I禹合而成為與輸出電壓Vo和匝數比成比例的電壓，因此勵磁電流込大致線性地增加。
[0058]在期間&?t2內，在FET21剛斷開之后，電流在FET22的體二極管一串聯諧振電路一勵磁電感Lm的路徑中流動。因此，諧振電流U成為正值。此后，FET22接通，電流在勵磁電感Lm —串聯諧振電路一FET22的路徑中流動，諧振電流L被切換為負值。另外，在FET22接通時，由于FET22的漏極電壓為零，因此FET21成為ZVS。同樣地，在勵磁電感Lm中流動勵磁電流ita。
[0059]在期間h?t2內，諧振電流U與勵磁電流込的差分電流在變壓器T的初級繞組np中流動，通過磁場耦合而在變壓器T的次級繞組ns感應出電壓。而且，在變壓器T的次級側，電流Id22在第2次級繞組ns2以及二極管D22的路徑中流動。
[0060]在本實施方式中，使開關頻率fs與第I諧振頻率Π —致。在這種情況下，不考慮變壓器T的匝數比時的諧振轉換器電路20的輸入輸出電壓比(增益)成為“1”，向變壓器T的初級側施加的電壓在次級側產生。即、如圖2所示，諧振電流L為正弦波狀，變壓器T的次級側的電流ID21+ID22也成為正弦波狀。
[0061]以下，為了對比，在圖3中示出使開關頻率fs比第I諧振頻率fr低的情況下的波形，在圖4中示出使開關頻率fs比第I諧振頻率fr高的情況下的波形。
[0062]假設沒有升壓轉換器電路10，例如在瞬時停電等情況下，如果輸入電壓Vi變低，則為將諧振轉換器電路20的增益設為“I”以上，因此設fs < fl。在這種情況下，由于勵磁電流的影響，如圖3所示，在次級側的輸出電流中產生非導通期間td。該非導通期間td越長，則導通期間中的電流有效值越大，損耗增大。
[0063]此外，在輸入電壓Vi高的情況下，為將諧振轉換器電路20的增益設為“I”以下，因此設fs>fl。在這種情況下，次級側的二極管D21、D22在流動電流的狀態(tài)下斷開。SP、次級側的二極管D21、D22成為硬開關，因此與電涌所引起的元件應力的增大或開關損耗的增大有關聯。
[0064]根據以上內容，對FET21、22進行開關控制以使開關頻率fs與第I諧振電路fl 一致的效率變得最好。此外，在輸入電壓Vi產生了變動的情況下，通過升壓轉換器電路10能使總線電壓Vbus穩(wěn)定化，因此能始終設為fs = H。如上那樣，在本實施方式中，能考慮輸入電壓的變動并高效地使開關電源裝置101動作。
[0065](實施方式2)
[0066]圖5為本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路圖。本實施方式與實施方式I不同之處在于后級的絕緣型橋式轉換器。本實施方式所涉及的開關電源裝置102在后級具備全橋式轉換器電路50。
[0067]全橋式轉換器電路50具備變壓器T，在變壓器T的初級側具備FET51、52、53、54。FET51、52、53、54被橋式配置，在FET51、52的連接點以及FET53、54的連接點連接初級繞組np。詳細而言，由FET51、初級繞組np以及FET54形成串聯諧振電路，并與全橋式轉換器電路50的輸入部連接。此外，由FET53、初級繞組np以及FET52形成串聯諧振電路，并與全橋式轉換器電路50的輸入部連接。
[0068]全橋式轉換器電路50在變壓器T的次級側具備二極管D21、D22、扼流圈L2以及平滑電容器Co。通過二極管D21、D22、扼流圈L2以及平滑電容器Co構成本發(fā)明的整流電路。變壓器T的次級繞組ns的第I端與二極管D21的陽極端子連接，第2端與二極管D22的陽極端子連接。二極管D21、D22各自的陰極端子經由扼流圈L2而與輸出端子Po(+)連接。平滑電容器Co與輸出端子Po (+)、Po㈠連接。
[0069]全橋式轉換器電路50具備后級SW控制電路40。與實施方式I同樣地，通過調整升壓轉換器電路10的FETll的導通占空比來控制輸出電壓Vo，后級SW控制電路40以接近于大致50%的固定導通占空比、且固定開關頻率fs，對FET51、52、53、54進行開關控制。
[0070]以下，對與導通占空比接近于50%的情況下和比50%小的情況下的開關電源裝置102所涉及的電流波形進行說明。以下，作為相對于輸入電壓Vi而輸出與輸入電壓Vi相同值的輸出電壓Vo的條件進行說明。
[0071]圖6(A)為表示以接近于50%的導通占空比進行動作的情況下的電流波形的圖，圖6(B)為表示以比圖6(A)小的導通占空比進行動作的情況下的電流波形的圖。在圖6(A)的情況下，以大致50 %的導通占空比對FET51、52以及FET53、54分別進行開關控制，并且將FET51、54、或者FET52、53成為導通的期間設定成間隔死區(qū)時間而大致接近于50 %。在圖6(B)的情況下，以大致50%的導通占空比對FET51、52以及FET53、54分別進行開關控制，并且對FET51、54以及FET52、53成為導通的期間進行移動(shift)。
[0072]在圖6中，電流ip為在初級繞組np中流動的電流，電壓Vgs51、Vgs52、Vgs53、Vgs54為FET51、52、53、54的柵極源極間電壓。
[0073]全橋式轉換器中的導通占空比成為由于FET51、54或者FET52、53變?yōu)閷ǘ┘拥接啥罅魅2以及平滑電容器Co構成的濾波器上的電壓與輸出電壓Vo的比。S卩、FET的導通時間短的情況，對變壓器T的次級繞組ns施加高的電壓。
[0074]在假設沒有升壓轉換器電路10的情況下，需要考慮輸入電壓Vi比額定動作時低的瞬時停電。也就是說，即使在輸入電壓Vi變低的情況下，也需要通過延長FET的導通時間來得到期望的輸出。在如上那樣進行了設計的情況下，在穩(wěn)定時如圖6(B)所示那樣，導通占空比變低。此時，對次級側施加高的電壓。因此，二極管D21、D22中需要耐壓較大的元件。
[0075]但是，在本實施方式中，在前級設置升壓轉換器電路10，通過調整向全橋式轉換器電路50輸入的輸入電壓(總線電壓Vbus)，從而能夠如圖6㈧所示那樣與輸入電壓Vi無關地將導通占空比固定得較高，不對次級側的二極管D21、D22施加高的電壓。
[0076]此外，如圖6(A)以及圖6(B)所示，通過增大導通占空比，從而能夠減小次級側的脈動電流。
[0077]也就是說，在總線電壓Vbus產生變動的情況下，如果總線電壓Vbus變高，則次級側的電流脈動變大，因此優(yōu)選總線電壓Vbus為恒定，通過在前級設置升壓轉換器電路10，能夠實現這種情況。
[0078]此外，全橋式轉換器在FET51、53或者FET52、54成為導通、且對變壓器T的初級繞組np不施加電壓的截止期間，通過變壓器T的漏電感的作用而繼續(xù)流動以正導通的FET以及初級繞組np作為路徑的電流。該循環(huán)電流對于向負載的供電沒有貢獻，產生不必要的損耗。通過提高導通占空比，從而截止期間變短，能夠抑制循環(huán)電流流動的期間并能夠減小損耗。
[0079]如以上那樣，即使固定FET51、52、53、54的導通占空比以及開關頻率，也能考慮瞬時停電并使開關電源裝置102高效地動作。
[0080](實施方式3)
[0081]圖7為本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路圖。本實施方式所涉及的開關電源裝置103具備對輸入電壓V1、升壓轉換器電路10的總線電壓Vbus、以及輸出電壓Vo進行檢測的檢測電路60。檢測電路60將所檢測出的輸入電壓V1、總線電壓Vbus以及輸出電壓Vo輸出給前級SW控制電路30以及后級SW控制電路40。
[0082]在輸入電壓Vi小于第I閾值的情況下，前級SW控制電路30按照輸出電壓No來控制FETll的導通占空比，以對FETll進行開關控制。后級SW控制電路40以預先設定的效率好的固定開關頻率、并且隔著死區(qū)時間以大致50%的占空比，對FET21、22進行開關控制。以下，將該動作稱作模式I。
[0083]在輸入電壓Vi為第I閾值以上且小于第2閾值的情況下，前級SW控制電路30停止FETll的開關控制。后級SW控制電路40通過對開關頻率進行調整來對FET21、22進行開關控制。以下，將該動作稱作模式2。
[0084]在輸入電壓Vi為第2閾值以上的情況下，前級SW控制電路30以及后級SW控制電路40停止FETll以及FET21、22的開關控制。以下，將該動作稱作模式3。
[0085]關于上述各模式，具體地舉出數值來進行說明。在設額定動作時的輸入電壓Vi為340V、動作輸入電壓為200?420V的情況下，額定動作時的總線電壓Vbus成為380V程度。
[0086](模式I)
[0087]在輸入電壓Vi為380V以下的情況下，開關電源裝置103進行額定動作。此時，總線電壓Vbus大致為380V。
[0088](模式2)
[0089]在輸入電壓Vi為380V以上且小于420V的情況下，停止FETll的開關控制，總線電壓Vbus與輸入電壓Vi變得大致相等。而且，通過控制諧振轉換器電路20的各FET21、22的開關頻率，從而控制輸出電壓Vo。具體而言，在負載電流變大時，開關頻率變低。在負載電流變小時，開關頻率變高。
[0090](模式3)
[0091]在輸入電壓Vi成為420V以上的情況下判斷為異常并停止。
[0092]如以上那樣，在本實施方式中，在以閾值為基準而輸入電壓Vi變高的情況下，通過停止FETll的開關控制，從而能夠提高升壓轉換器電路10的額定動作時的效率。
[0093]例如，在設計了升壓轉換器電路10以使僅以上述模式I對應的情況下，升壓轉換器電路不能輸出比輸入電壓低的電壓，因此以最高的輸入電壓作為基準進行設計。在設計上最高的輸入電壓與額定動作時的輸入電壓的差較大的情況下，額定動作時的效率降低。但是，在本發(fā)明中，在輸入電壓Vi變得比閾值高的情況下，即使停止升壓轉換器電路的FETll的開關控制，也能通過FET21、22的開關來控制輸出電壓Vo，因此如果將閾值與額定動作時的輸入電壓的差設定得較小，則能夠提高升壓轉換器電路10的額定動作時的效率。由此，即使輸入電壓Vi的變動幅度變大，開關電源裝置103也能在額定動作時實現高效的電源裝置。
[0094](實施方式4)
[0095]圖8為本實施方式所涉及的開關電源裝置的電路圖。本實施方式所涉及的開關電源裝置104具備升壓轉換器電路10、半橋式轉換器電路70以及檢測電路60。半橋式轉換器電路70具備變壓器T，在初級側具備FET21、22和電容器C2。
[0096]詳細而言，FET21的漏極端子與升壓轉換器電路10的輸出部連接，源極端子與變壓器T的初級繞組np的第I端連接。初級繞組np的第2端與電容器21連接，由FET21、初級繞組np以及電容器C2形成串聯諧振電路。
[0097]FET22的漏極端子與初級繞組np的第I端連接，源極端子經由電容器C2而與初級繞組np的第2端連接。這些FET22、電容器C2以及初級繞組np形成閉環(huán)的電路。
[0098]FET2U22各自的柵極端子與后級SW控制電路40連接，通過后級SW控制電路40進行導通/截止控制。詳細而言，FET21、22隔著死區(qū)時間以大致50%的占空比交替地被導通。
[0099]前級SW控制電路30以及后級SW控制電路40，也可如實施方式I所說明過的那樣構成為基于輸出電壓Vo對FETll進行開關控制，以固定導通占空比且固定開關頻率對FET21、22進行開關控制，也可如實施方式3所說明過的那樣構成為按照相對閾值產生變動的輸入電壓Vi對FET11、21、22進行開關控制。
[0100]另外，開關電源裝置的具體結構等能適當地設計變更，上述實施方式所記載的作用以及效果只不過是例舉由本發(fā)明產生的最佳的作用以及效果，本發(fā)明所產生的作用以及效果并不限定于上述實施方式所記載的作用以及效果。
[0101]例如，后級SW控制電路40進行開關控制的FET的導通占空比以及開關頻率也可適當地固定為最適合的值，并沒有被特別地限定。此外，即便按照負載變更為最合適的頻率，或者為了減小EMI而執(zhí)行頻率擴散，也能得到本發(fā)明的作用以及效果。實施方式3、4所涉及的開關電源裝置具備獨立的檢測電路60，但前級SW控制電路30或者后級SW控制電路40也可具備對各電壓進行檢測的功能。在實施方式3中按照閾值來切換模式，但為了順暢地執(zhí)行動作的切換，也可在模式I與模式2之間設置同時執(zhí)行FETll的開關控制和FET21、22的開關控制的模式。此外，在輸入電壓Vi變得與閾值大致相等的情況下，為了防止模式不確定而導致動作變得不穩(wěn)定的情況，也可設置兩個閾值Ml、M2 (Ml < M2)，設計磁滯來切換模式以使當比閾值Ml小時成為模式1、當比閾值M2大時成為模式2。
0102]符號說明
0103]10-升壓轉換器電路
0104]Il-FET
0105]20-諧振轉換器電路
0106]2U22-FET
0107]30-前級SW控制電路
0108]40-后級SW控制電路
0109]101、102、103、104-開關電源裝置
0110]T-變壓器
0111]ns-初級繞組
0112]np-次級繞組
0113]Lm-勵磁電感
0114]Cr-諧振用電容器
0115]Lr-諧振用電感器
0116]D21、D2-二極管
0117]P1-輸入端子
0118]Po-輸出端子
0119]V1-輸入電壓
0120]Vo-輸出電壓
0121]Vbus-總線電壓
【權利要求】
1.一種開關電源裝置，具備:非絕緣型轉換器，其對所輸入的輸入電源電壓進行升壓并輸出直流電壓；和絕緣型橋式轉換器，其輸入從上述非絕緣型轉換器輸出的直流電壓并向負載輸出直流電壓，上述絕緣型橋式轉換器具有:變壓器，其具備初級繞組以及次級繞組；交流電壓產生電路，其與上述初級繞組連接并包括第I開關元件和第2開關元件，通過上述第I開關元件以及上述第2開關元件的切換而根據所輸入的直流電壓產生交流電壓并施加給上述初級繞組；和整流電路，其與上述次級繞組連接，對通過與上述初級繞組的磁場耦合而在上述次級繞組中感應出的電壓進行整流并向負載輸出，上述非絕緣型轉換器具有:電感器；電容器；和第3開關元件，其切換向上述電感器的通電，上述開關電源裝置還具備:開關控制電路，其以固定導通占空比且固定開關頻率，隔著死區(qū)時間對上述第I開關元件以及上述第2開關元件交替地進行導通/截止控制；和PWM控制電路，其對上述第3開關元件進行導通/截止控制，并且控制上述第3開關元件的導通占空比來調整向上述絕緣型橋式轉換器的輸出電壓。
2.根據權利要求1所述的開關電源裝置，其中，在上述輸入電源電壓為閾值以上的情況下，上述PWM控制電路停止上述第3開關元件的開關控制，上述開關控制電路控制上述第I開關元件以及上述第2開關元件的導通占空比以及/或者開關頻率。
3.根據權利要求1或2所述的開關電源裝置，其中，上述絕緣型橋式轉換器為諧振轉換器。
4.根據權利要求3所述的開關電源裝置，其中，上述交流電壓產生電路具有:串聯諧振電路，其包括諧振用電容器以及諧振用電感器；和勵磁電感，其與上述初級繞組并聯地形成，上述開關控制電路以與上述串聯諧振電路的諧振頻率一致的開關頻率，對上述第I開關元件以及上述第2開關元件進行導通/截止控制。
5.根據權利要求1?4中任一項所述的開關電源裝置，其中，上述開關控制電路將上述固定導通占空比設為大致50%，來對上述第I開關元件以及上述第2開關元件進行導通/截止控制。
6.根據權利要求1?5中任一項所述的開關電源裝置，其中，上述絕緣型橋式轉換器為全橋式轉換器。
7.根據權利要求1?5中任一項所述的開關電源裝置，其中，上述絕緣型橋式轉換器為半橋式轉換器。
【文檔編號】H02M3/07GK103516196SQ201310230874
【公開日】2014年1月15日 申請日期:2013年6月9日 優(yōu)先權日:2012年6月14日
【發(fā)明者】鵜野良之, 志治肇 申請人:株式會社村田制作所