功率轉(zhuǎn)換裝置制造方法
【專利摘要】功率轉(zhuǎn)換裝置包括：變壓器(20n)，該變壓器(20n)包括一次繞組和二次繞組，該一次繞組與輸入端子(R、S、T)相連接，該二次繞組由多個相互絕緣的單相開式繞組構(gòu)成；多個轉(zhuǎn)換器單元(30Xn)，該多個轉(zhuǎn)換器單元(30Xn)與變壓器(20n)的二次繞組相連接；以及控制電路(601)，該控制電路(601)對開關(guān)元件的導(dǎo)通/斷開進行控制。轉(zhuǎn)換器單元(30Xn)包括具備開關(guān)元件的整流器(3a)和逆變器(3b)，輸入端通過與各單相開式繞組相連接，從而經(jīng)由變壓器(20n)相對于各相的輸入端子(R、S、T)相互并聯(lián)連接，輸出端相對于各相的輸出端(U、V、W)相互串聯(lián)連接，進行三電平以上的電壓轉(zhuǎn)換。
【專利說明】
功率轉(zhuǎn)換裝置

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及將交流功率轉(zhuǎn)換成交流功率的功率轉(zhuǎn)換裝置，例如涉及應(yīng)用于可變速地驅(qū)動電動機的裝置的功率轉(zhuǎn)換裝置。

【背景技術(shù)】
[0002]圖17表示現(xiàn)有的第一功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例。圖17的功率轉(zhuǎn)換裝置以向與輸出端子相連接的電動機輸出高壓的輸出電壓為目的，具有各交流端子串聯(lián)連接的多臺單相轉(zhuǎn)換器。以向上述多臺單相轉(zhuǎn)換器供電為目的，利用具有多個線圈的變壓器和多臺二極管整流器生成相互絕緣的多個直流電源，并分別與上述單相轉(zhuǎn)換器的直流部相連接。此外，以抑制輸入側(cè)的高次諧波電流為目的，上述變壓器成為具有彼此相位產(chǎn)生偏移的多個繞阻3?11的變壓器(移相變壓器)(例如參照專利文獻I)。
[0003]另一方面，圖18表示現(xiàn)有的第二功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例。圖18的功率轉(zhuǎn)換裝置使用具有共用的直流電壓的多臺三相轉(zhuǎn)換器和三相變壓器并進行多路復(fù)用，具有將變壓器的二次繞阻作為開式繞組而串聯(lián)連接的電路結(jié)構(gòu)(例如參照專利文獻2)。
[0004]并且，圖19表示現(xiàn)有的第三功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例。圖19的功率轉(zhuǎn)換裝置中，單相變壓器的一次側(cè)與其它的單相變壓器多路串聯(lián)連接，其端末與輸入端子相連接，上述單相變壓器的二次側(cè)繞組分別與圖20所示的具有單相全橋的整流器/逆變器的轉(zhuǎn)換器單元相連接，該單相全橋的整流器/逆變器由能輸出雙電平的電壓的支路構(gòu)成。逆變器的交流端子與其它逆變器的交流端子多路串聯(lián)連接(例如參照專利文獻3)。
現(xiàn)有技術(shù)文獻專利文獻
[0005]專利文獻1:美國專利第5，625，545號公報(圖1)
專利文獻2:日本專利第3019655號公報(圖1)
專利文獻3:日本專利特開2009-106081號公報(圖1、圖2)


【發(fā)明內(nèi)容】

發(fā)明所要解決的技術(shù)問題
[0006]圖17的第一功率轉(zhuǎn)換裝置中，為了抑制輸入側(cè)的高次諧波電流，需要具備相位相互偏移的多個繞組的變壓器(移相變壓器)。這種變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，因此存在大型、高成本的問題。此外，還具有以下缺點:即、因二極管整流器而導(dǎo)致功率流被限制在一個方向。
[0007]在圖18的第二功率轉(zhuǎn)換裝置中，由于在輸出側(cè)使用變壓器，因此設(shè)想當(dāng)輸出側(cè)與電動機等需要電壓變化的負載相連接時，由于擔(dān)心變壓器的磁飽和而運行會受到限制。具體而言，認為功率轉(zhuǎn)換裝置無法輸出低頻率的電壓。此外，為了生成共用的直流電源，探討使用二極管整流器、開關(guān)元件的自換流式整流器(self-commutated converter)等結(jié)構(gòu),但在由高壓電源生成直流電源時，設(shè)想會具有如下問題:需要追加變壓器，特別是為了降低高次諧波而需要移相變壓器。
[0008]并且，在圖19的第三功率轉(zhuǎn)換裝置中，使用自換流式的整流器，因此能具有雙向的功率流，但由于使用單相變壓器，因此變壓器的臺數(shù)增多。此外，直接串聯(lián)連接單相變壓器，因此在整流器不輸出電壓的情況下，無法對變壓器的一次側(cè)電壓進行適當(dāng)分壓。專利文獻3中也具有使用5腳鐵心的三相變壓器來取代單相變壓器的記載。
但是，即使使用5腳鐵心，由于沒有實施繞組的第四只腳及第五只腳的鐵心截面積是有限的，因此若不考慮磁飽和來進行控制，則可能會產(chǎn)生磁飽和。防止磁飽和，并同時控制輸入電流、輸出電壓、各轉(zhuǎn)換器單元的直流母線電壓的方法并非是已知的，因此擔(dān)心其可靠性。并且，使用能向轉(zhuǎn)換器單元輸出雙電平電壓的支路，因此具有每一個單元的輸出電壓較小，轉(zhuǎn)換器單元的臺數(shù)、變壓器的臺數(shù)增多的缺點。
[0009]本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，其目的在于獲得一種功率轉(zhuǎn)換裝置，該功率轉(zhuǎn)換裝置無需結(jié)構(gòu)復(fù)雜的移相變壓器，能抑制變壓器臺數(shù)的增加并能進行再生動作，且其可靠性較高、小型、輕量、低成本。
解決技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案
[0010]本發(fā)明所涉及的功率轉(zhuǎn)換裝置是在多相交流的輸入端子與多相交流的輸出端子之間進行功率轉(zhuǎn)換的功率轉(zhuǎn)換裝置，包括:變壓裝置，該變壓裝置包括一次繞組和二次繞組，其中，該一次繞組與所述輸入端子相連接，該二次繞組由相互絕緣的多個單相開式繞組構(gòu)成；多個轉(zhuǎn)換器單元，該多個轉(zhuǎn)換器單元包括開關(guān)元件，其輸入端與各所述單相開式繞組相連接，輸出端相互串聯(lián)并與各相的所述輸出端子相連接，以進行單相交流/單相交流的轉(zhuǎn)換；以及控制電路，該控制電路對所述開關(guān)元件的導(dǎo)通/斷開進行控制。然后，各所述轉(zhuǎn)換器單元包括:電容器串聯(lián)體；將來自所述輸入端的單相交流電壓轉(zhuǎn)換成三電平以上的直流電壓并輸出至所述電容器串聯(lián)體的整流器；以及將來自所述電容器串聯(lián)體的直流電壓轉(zhuǎn)換成單相交流電壓并輸出至所述輸出端的逆變器。
發(fā)明效果
[0011]本發(fā)明所涉及的功率轉(zhuǎn)換裝置如上所述那樣構(gòu)成，因能以簡便輕量的結(jié)構(gòu)構(gòu)成變壓裝置。此外，轉(zhuǎn)換器單元能改善電壓波形，并能實現(xiàn)高電壓規(guī)格，因此，能在抑制高次諧波分量的產(chǎn)生的同時，降低所需的臺數(shù)，從而能實現(xiàn)小型、輕量、低成本的功率轉(zhuǎn)換裝置。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]圖1是表示本發(fā)明的實施方式I的功率轉(zhuǎn)換裝置的主要電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2是表示實施方式I的變壓器的繞組結(jié)構(gòu)的圖。
圖3是表示實施方式I的轉(zhuǎn)換器單元的主要電路結(jié)構(gòu)的圖。
圖4是對實施方式I的控制電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)進行說明的圖。
圖5是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的輸入電流控制部的框圖。
圖6是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的輸出電壓控制部的框圖。
圖7是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的平均電壓控制部的框圖。
圖8是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的相間平衡控制部的框圖。
圖9是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的相內(nèi)平衡控制部的框圖。
圖10是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的單元內(nèi)平衡控制部的框圖。
圖11是表示實施方式I的控制電路內(nèi)的調(diào)制部的框圖。 圖12是對實施方式I的整流器一側(cè)的PWM控制器的動作進行說明的時序圖。
圖13是對實施方式I的逆變器一側(cè)的PWM控制器的動作進行說明的時序圖。
圖14是對實施方式I的PWM控制器所使用的三角波載波的相位關(guān)系進行說明的時序圖。
圖15是表示本發(fā)明的實施方式2的功率轉(zhuǎn)換裝置的主要電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖16是表示實施方式2中的變壓器的繞組結(jié)構(gòu)的圖。
圖17是表示現(xiàn)有的第一功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例的電路圖。
圖18是表示現(xiàn)有的第二功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例的電路圖。
圖19是表示現(xiàn)有的第三功率轉(zhuǎn)換裝置的電路結(jié)構(gòu)的一個示例的電路圖。
圖20是表示現(xiàn)有的第三功率轉(zhuǎn)換裝置的轉(zhuǎn)換器單元的電路圖。

【具體實施方式】
[0013]實施方式1.圖1示出本發(fā)明的實施方式I的功率轉(zhuǎn)換裝置的主要電路結(jié)構(gòu)的一個示例。圖1示出功率轉(zhuǎn)換裝置的輸入端子R、S、T與三相電壓源101相連，輸出端子U、V、W與三相電動機401相連的示例。S卩，圖1示出將本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換裝置應(yīng)用為電動機驅(qū)動裝置的示例。
[0014]本發(fā)明的實施方式I的功率轉(zhuǎn)換裝置的主電路包括:由多個變壓器20η (η = 1,2,3，…)構(gòu)成的變壓裝置、以及多個轉(zhuǎn)換器單元30Xn(X = U，V，W，…、n = l，2，3，…)。本發(fā)明中，施加于輸入端子、輸出端子的多相交流并不限于三相。也能將本申請發(fā)明應(yīng)用于例如包括3臺二相/ 二相的變壓器和6臺轉(zhuǎn)換器單元，并將來自輸入端子的二相交流轉(zhuǎn)換成三相交流并從輸出端子輸出的裝置。此外，轉(zhuǎn)換器單元的串聯(lián)數(shù)η也不限于3。
本實施方式I的圖1的示例中，電壓源101、電動機401均為三相交流，使用3臺變壓器201、202、203 和每一相 3 臺、合計 9 臺轉(zhuǎn)換器單元 30U1、30U2、30U3、30V1、30V2、30V3、30W1、30W2.30W3,以該示例進行以下說明。此外，包括控制電路601，該控制電路601對功率轉(zhuǎn)換裝置內(nèi)的開關(guān)元件的導(dǎo)通/斷開進行控制。
[0015]圖2(a)是表示變壓器20η的繞組結(jié)構(gòu)的一個示例的圖，其詳細結(jié)構(gòu)如圖2 (b)所示。變壓器20η的一次繞組具有三相的星形聯(lián)接(Y聯(lián)接)的繞組結(jié)構(gòu)，各端子與功率轉(zhuǎn)換裝置的輸入端子R、S、T相連接。一次繞組可以使用三角形聯(lián)接(Λ聯(lián)接)，在施加于變壓器20η的二次繞組的電壓總和不為零的情況下，三角形聯(lián)接內(nèi)有循環(huán)電流流動，損耗增大。由此，優(yōu)選為一次繞組為星形聯(lián)接。
[0016]二次繞組為多個相互絕緣的單相開式繞組。一次側(cè)的端子R、S、T與星形聯(lián)接的中性點N之間的電壓，即、與R-N間、S-N間、T-N間的電壓相對應(yīng)且依賴于匝數(shù)比的電壓在二次繞組中的Rs-Na間、Ss-Nb間、Ts-Nc間產(chǎn)生。由于二次繞組是開式繞組，因此每一個二次繞組中生成一個絕緣的電壓源。因此，無需如圖17所示的現(xiàn)有的第一功率轉(zhuǎn)換裝置那樣，為了生成一個絕緣電壓源而需要3個以上的二次繞組。
[0017]另外，以實現(xiàn)后述的輸入電流控制部610為目的，一次繞組與二次繞組合計的漏電感優(yōu)選設(shè)計為具有5%以上的％阻抗。
電流的控制性主要與％阻抗(轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸出側(cè)的電感分量)及開關(guān)頻率相關(guān)，雙方均較大時控制性較高。即，％阻抗成為決定電流的控制性的重要因素。一般而言，若考慮作為目標的電壓等級/容量帶(6.6kV、lMVA等)，則開關(guān)頻率被一定程度限制，因此％阻抗在5%?10%左右較為恰當(dāng)。
[0018]此外，變壓器20η的鐵心使用三腳以上的鐵心。在三腳鐵心的腳上分別卷繞有繞組的情況下，當(dāng)各繞組的合計電壓不為零時，可能會引起磁飽和。因此，優(yōu)選使用四腳或五腳鐵心。但，追加的腳(第四只腳或第五只腳)的有效截面積是有限的，因此為了不引起后述的控制電路601中的磁飽和，需要進行控制。
[0019]圖3(a)所示的轉(zhuǎn)換器單元30Χη的主電路的詳細結(jié)構(gòu)在圖3(b)中示出。轉(zhuǎn)換器單元30Χη包括具有能輸出三電平以上的電壓的支路的單相全橋的整流器3a和逆變器3b，進行單相交流/單相交流的轉(zhuǎn)換。整流器3a的直流端子與逆變器3b的直流端子分別與電容器串聯(lián)體CP-CN相連。在圖3所示的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的示例以二極管鉗位形三電平轉(zhuǎn)換器的電路為基本，該二極管鉗位形三電平轉(zhuǎn)換器的電路中，串聯(lián)連接分別與回流二極管FD反向并聯(lián)連接的4個開關(guān)元件SW，并利用鉗位二極管⑶與中性點相連接。
[0020]該二極管鉗位形三電平轉(zhuǎn)換器使用4個支路。4個支路內(nèi)，2個支路作為整流器3a來動作。
轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸入端即整流器3a的交流端子INl及IN2與變壓器20η的二次側(cè)的一個繞組、例如圖2的單相開式繞組的兩端Rs、Na相連接。因此，轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸入端經(jīng)由變壓器20η相對于各相的輸入端子相互并聯(lián)連接。例如，轉(zhuǎn)換器單元30U1、30U2、30U3的輸入端經(jīng)由變壓器201、202、203與R相的輸入端子相互并聯(lián)連接。
[0021]其它的2個支路作為逆變器3b進行動作。轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸出端即逆變器3b的輸出端子OUTl及0UT2與同相的其它轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸出端子串聯(lián)連接，三相進行星形聯(lián)接，并且各相與功率轉(zhuǎn)換裝置的各輸出端子U、V、W相連接。因此，轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸出端與各相的輸出端子相互串聯(lián)連接。例如，轉(zhuǎn)換器單元30U1、30U2、30U3的輸出端相互串聯(lián)連接，并與U相的輸出端子串聯(lián)連接。
然后，該相互串聯(lián)連接的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸出端(逆變器3b —側(cè))連接的輸出端子的相與該轉(zhuǎn)換器單元30Xn的輸入端(整流器3a—側(cè))連接的輸入端子的相為同相。即，輸入側(cè)的R相與輸出側(cè)的U相為同相,輸入側(cè)的S相與輸出側(cè)的V相為同相,輸入側(cè)的T相與輸出側(cè)的W相為同相。
[0022]支路的兩端連接至正極側(cè)電容器CP與負極側(cè)電容器CN的串聯(lián)體即電容器串聯(lián)體CP-CN。以下，將施加于該電容器串聯(lián)體CP-CN兩端的電壓定義為直流母線電壓，施加于正極側(cè)電容器CP的電壓定義為正極側(cè)直流母線電壓，施加于負極側(cè)電容器CN的電壓定義為負極側(cè)直流母線電壓。
[0023]本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換裝置具有如上所述的電路結(jié)構(gòu)，因此具有以下優(yōu)點。由于使用了作為自換流式轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換器單元30Xn，因此對整流器3a —側(cè)的開關(guān)元件SW的導(dǎo)通/斷開進行控制，從而能抑制輸入側(cè)的高次諧波電流。因此，無需結(jié)構(gòu)復(fù)雜、大型、高成本的移相變壓器。此外，由于在變壓器20η的二次繞組中使用單相開式繞組，因此能以較少的繞組數(shù)確保較多的相互絕緣的電壓源。并且，轉(zhuǎn)換器單元30Χη中使用能輸出三電平的電壓的支路來力圖實現(xiàn)高電壓化，因此能削減單元數(shù)，并且也能使變壓器20η的二次繞組個數(shù)減少。
[0024]尤其，通過使用能輸出三電平的電壓的支路，與使用能輸出雙電平的電壓的支路的情況相比，具有能將轉(zhuǎn)換器單元30Χη的個數(shù)減至一半的優(yōu)點。將轉(zhuǎn)換器單元30Χη的個數(shù)減至一半是指所需的絕緣電源的個數(shù)變成一半，因此變壓器20η的繞組的個數(shù)也能減至一半。并且，由于使用能輸出三電平的電壓的支路，因此所輸出的電壓或者電流的高次諧波分量也降低。該高次諧波分量的降低進一步給本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)帶來優(yōu)點。該優(yōu)點是通過降低施加于變壓器20η的高次諧波電壓、流過的高次諧波電流，降低了變壓器20η的損耗。由此，能進一步使變壓器20η輕量化、小型化，對節(jié)能做出貢獻。
[0025]此外，近年來，出現(xiàn)了將包含能輸出三電平的電壓的支路、即由4個開關(guān)元件SW、回流二極管FD及2個鉗位二極管CD構(gòu)成的支路的一組半導(dǎo)體元件收納于一個模塊中的情況。因此，即使采用能輸出三電平的電壓的支路，也能使一個轉(zhuǎn)換器單元30Χη與輸出雙電平的轉(zhuǎn)換器單元的尺寸差較小。即，能與轉(zhuǎn)換器單元30Χη的個數(shù)減少量相應(yīng)地降低功率轉(zhuǎn)換裝置整體的體積、重量、成本。
[0026]接著，對控制電路601進行說明?？刂齐娐?01的主要目的在于以下三點:使流過輸入端子的電流接近理想的正弦波電流(降低高次諧波)；將電動機401控制在所希望的轉(zhuǎn)速或者轉(zhuǎn)矩；以及將轉(zhuǎn)換器單元30Χη的直流母線電壓控制在適當(dāng)?shù)闹狄苑乐拱雽?dǎo)體元件的過電壓破壞。然后，控制電路601使用流過功率轉(zhuǎn)換裝置的輸入端子的電流、或者流過轉(zhuǎn)換器單元30Χη的電流、功率轉(zhuǎn)換裝置的輸入端子的電壓、轉(zhuǎn)換器單元30Χη的直流母線電壓(正極側(cè)直流母線電壓、負極側(cè)直流母線電壓、雙方的合計電壓這三個電壓)等的檢測值，最終導(dǎo)出對轉(zhuǎn)換器單元30Χη的開關(guān)元件SW的導(dǎo)通/斷開進行控制的選通信號。
[0027]控制電路601的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖4所示?？刂齐娐?01包括輸入電流控制部610、輸出電壓控制部620、母線電壓控制部630、調(diào)制部640這四個控制部，母線電壓控制部630還具有平均電壓控制部631、相間平衡控制部632、相內(nèi)平衡控制部633、單元內(nèi)平衡控制部634。
[0028]輸入電流控制部610的處理反映到整流器3a—側(cè)的控制，輸出電壓控制部620的處理反映到逆變器3b—側(cè)的控制。在母線電壓控制部630內(nèi)，平均電壓控制部631的處理反映到整流器3a —側(cè)的控制，相間平衡控制部632的處理反映到逆變器3b —側(cè)的控制，相內(nèi)平衡控制部633的處理反映到逆變器3b —側(cè)的控制。此外，單元內(nèi)平衡控制部634的處理反映到整流器3a —側(cè)以及逆變器3b —側(cè)這雙方的控制，或者其中的任一方的控制。調(diào)制部640的處理最終反映到整流器3a —側(cè)以及逆變器3b —側(cè)的開關(guān)元件SW的控制。
[0029]在對控制電路601進行詳細說明之前，對各變量進行定義。首先，將輸入端子R、S、T的電壓(電源電壓)設(shè)為Vr、Vs、Vt，將流過輸入端子R、S、T的電流設(shè)為Ir、Is、It。將流過變壓器20η的二次側(cè)的電流設(shè)為IRsn、ISsn, ITsn。另外，η對應(yīng)于變壓器201、202、203的順序，設(shè)為η = 1、2、3。將轉(zhuǎn)換器單元30Χη的直流母線電壓設(shè)為VdcXn。X是U、V、W的某一個，η是1、2、3的某一個。
[0030]此外，將轉(zhuǎn)換器單元30Χη的整流器3a—側(cè)的電壓指令值設(shè)為VCXn*，其中，將提供給向正極側(cè)的交流端子INl輸出電壓的支路(下面稱為正極側(cè)支路)的開關(guān)元件SW的電壓指令值設(shè)為VCXnP*，將提供給向交流端子IN2輸出電壓的支路(下面稱為負極側(cè)支路)的開關(guān)元件SW的電壓指令值設(shè)為VCXnN* (參照圖3 (b))。同樣，將逆變器3b —側(cè)的電壓指令值設(shè)為VIXn*，其中，將提供給正極側(cè)支路的開關(guān)元件SW的電壓指令值設(shè)為VIXnP*，將提供給負極側(cè)支路的開關(guān)元件SW的電壓指令值設(shè)為VIXnN*。
[0031]表示輸入電流控制部610的一個示例的控制框圖如圖5所示。輸入電流控制部610的主要目的在于，使流過輸入端子R、S、T、或者變壓器20η的二次側(cè)的電流IRsn、ISsn、ITsn跟蹤電流指令值。輸入電流控制部610將與一臺變壓器20η相連接的3臺轉(zhuǎn)換器單元30Χη作為一組，與其它組獨立地進行控制。
[0032]首先，檢測出轉(zhuǎn)換器單元30Χη的輸入電流IRSn、ISsn、ITsn。dq轉(zhuǎn)換器51對這些檢測值使用電源相位Θ并實施dq轉(zhuǎn)換，從而導(dǎo)出d軸電流Idn與q軸電流Iqn。另外，假設(shè)電源電壓三相平衡時，d軸電流相當(dāng)于無功電流(無功電力)，q軸電流相當(dāng)于有功電流(有功電力)的情況，并進行以下說明。對獲取到的dq軸電流IdruIdq與各自的電流指令值Idn*、Iqn*之間的偏差進行計算，并提供給各控制器Ge (S)?？刂破鱃e (S)中能應(yīng)用PI控制等，進行運算使得偏差成為O。此處，Idn*是相當(dāng)于無功電流的指令值，因此為了使功率因數(shù)大致成為1，設(shè)為Idn* = 0、lqn*相當(dāng)于有功電流，因此利用后述的平均電壓控制部631來導(dǎo)出。
[0033]另一方面，電源電壓Vr、Vs、Vt在由dq轉(zhuǎn)換器52進行轉(zhuǎn)換后,乘上變壓器20η的匝數(shù)比TR，從而獲得電源電壓的d軸電壓Vds與q軸電壓Vqs。然后，控制器Gc(S)的輸出中，作為前饋量考慮電源電壓的d軸電壓Vds與q軸電壓Vqs。其結(jié)果是，通過反向dq轉(zhuǎn)換器53進行反向dq轉(zhuǎn)換，從而獲得轉(zhuǎn)換器單元30Xn的整流器3a —側(cè)的電壓指令值VCUn*、VCVn*, VCWn*。另外，整流器3a —側(cè)連接變壓器20η，因此以防止磁飽和為目的，需要不輸出零相電壓?；蛘?，也可以進行控制使得根據(jù)輸入電流IRsn、ISsn、ITsn的總和導(dǎo)出的零相電流為零，從而防止磁飽和。
[0034]上述是一個示例，也可以將不會與d軸、q軸的電流發(fā)生干擾的非干擾電流控制等已知方法進行組合。此外，也可以使用PQ轉(zhuǎn)換而非dq轉(zhuǎn)換，更為嚴格地對有功功率P和無功功率Q進行區(qū)分與控制。
[0035]接著，表示輸出電壓控制部620的一個示例的控制框圖如圖6所示。圖6中，通過使用已知的電動機控制技術(shù)(例如、V/f恒定控制、矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制等)的指令值生成部61來獲得各相的逆變器3b —側(cè)合計的電壓指令值VIU*、VIV*、VIW*。并且，對這些電壓指令值加上3倍的輸出頻率的零相電壓分量Vz*，來提高電壓利用率。
該方式本身是已知的，因此省略細節(jié)，是加上共用的零相電壓Vz*以使逆變器3b —側(cè)各相的波峰值部分的振幅變小的方式。通過該加法，電壓波形產(chǎn)生失真，但波形失真的原因是零相電壓，因此在以三相三線提供給負載時，作為電壓向負載僅提供去除了該失真波形后的完美的正弦波。
[0036]另外，在整流器3a —側(cè)不應(yīng)用該方式。其理由是，整流器3a —側(cè)連接變壓器20η，因此若加上零相電壓并進行輸出，則在變壓器20η中會產(chǎn)生三相合計不為零的磁通，需要增加變壓器20η的第四只腳、第五只腳的鐵心，因此較為不利。
[0037]之后，輸出電壓控制部620將由后述的相間平衡控制部632所決定的零相電壓指令值Vzb*與電壓指令值相加，并將相加后的值除以每一相的單元臺數(shù)(=3)，來作為逆變器3b —側(cè)的每一個單元的電壓指令值的假設(shè)值輸出VIU#、VIV#、VIW**。
[0038]母線電壓控制部630利用平均電壓控制部631、相間平衡控制部632、相內(nèi)平衡控制部633、單元內(nèi)平衡控制部634這四個控制部631?634將各轉(zhuǎn)換器單元30Xn的直流母線電壓控制為規(guī)定電壓。
[0039]表示平均電壓控制部631的一個示例的控制框圖如圖7所示。在平均電壓控制部631中，在平均值計算器71中運算與一臺變壓器20η相連接的三臺轉(zhuǎn)換器單元30Xn的直流母線電壓VdcUn、VdcVruVdcWn的平均值，即U、V、W三相的平均值VdcAVGn。
然后，決定相當(dāng)于變壓器20η的一次繞組的輸入電流有功分量的q軸電流指令值Iqn*，以使平均值VdcAVGn跟蹤規(guī)定的母線電壓指令值Vdc*。具體而言，計算VdcAVGn與Vdc*的偏差，并計算提供給控制器Gv (S)的Iqn*。控制器Gv(S)能利用PI控制器等。Iqn*是相當(dāng)于有功功率的電流，因此能使VdcAVGn跟蹤Vdc*。另外，如上所述，在輸入電流控制部610中使用PQ轉(zhuǎn)換的情況下，對有功功率的指令值P*進行調(diào)整。
[0040]關(guān)于轉(zhuǎn)換器單元30Xn的連接，在逆變器3b —側(cè)串聯(lián)連接的轉(zhuǎn)換器單元30Xn彼此在整流器3a —側(cè)經(jīng)由變壓器20η并聯(lián)連接，這些相互串聯(lián)、并聯(lián)連接的轉(zhuǎn)換器單元30Χη彼此均與同相相連接。然后，平均電壓控制部631將與一臺變壓器20η相連接的三臺轉(zhuǎn)換器單元30Χη作為一組進行控制。其結(jié)果是，在求取直流母線電壓的平均值VdcAVGn的情況下，各個直流母線電壓中產(chǎn)生的電壓振動被消除。
[0041]一般而言，在輸出單相電壓的情況下，輸出電壓以其2倍的頻率進行振動。由此，直流母線電壓也以2倍的頻率進行振動。三臺轉(zhuǎn)換器單元30Χη的直流母線電壓VdcUn、VdcVn, Vdcffn各自的振動相位每個相差120 。，因此在三相的平均值VdcAVGn中被消除，2倍頻率的振動分量變成零。因此，能更容易地實現(xiàn)平均電壓控制部631。
[0042]接著，表示相間平衡控制部632的一個示例的控制框圖如圖8所示。相間平衡控制部632通過對與各相的逆變器3b —側(cè)的電壓指令值重疊的零相電壓Vzb*進行調(diào)整(參照圖6)，從而對各相的直流母線電壓的平均電壓VdcUAVG (VdcUl?VdcU3的平均值)、VdcVAVG (VdcVl?VdcV3的平均值)、VdcWAVG (VdcWl?VdcW3的平均值)進行平衡，使其相互均勻。
[0043]具體而言，利用各計算器81計算各相的平均電壓VdcUAVG、VdcVAVG, VdcffAVG,并且利用計算器82計算整體的平均電壓VdcAVG。然后，分別計算各相的平均電壓VdcUAVG、VdcVAVG、VdcWAVG和整體的平均電壓VdcAVG之間的偏差，然后經(jīng)由LPF(低通濾波器)提供給控制器Gp (S)。在各相中計算控制器Gp (s)的輸出與逆變器3b—側(cè)的電壓指令值VIU*、VIV*、VIW*的乘積，對其結(jié)果進行合計，從而獲得零相電壓指令值Vzb*。實施LPF所進行的處理的理由在于，如上所述，是為了去除直流母線電壓中產(chǎn)生的輸出頻率的2倍頻率分量。另外，控制器Gp(S)能利用PI控制器等。
[0044]若進行上述控制，則在電動機動力運行時，直流母線電壓的平均值降低的相的電壓變小，因此該相的輸出功率變小，該相的直流母線電壓恢復(fù)。其結(jié)果是，所有相的母線電壓平均值得到平衡。
另外，在電動機再生時，能通過使控制器Gp (S)的極性反轉(zhuǎn)來應(yīng)對。
[0045]接著,表示相內(nèi)平衡控制部633的一個示例的控制框圖如圖9所示。相內(nèi)平衡控制部633通過對相內(nèi)的逆變器3b的輸出電壓分擔(dān)進行調(diào)整，從而對相內(nèi)的直流母線電壓進行平衡，使其相互均勻。具體而言，分別計算相內(nèi)的各直流母線電壓VdcXl?VdcX3與相內(nèi)的母線電壓平均值VdcXAVG之間的偏差，并且將其提供給控制器Gb (s)。其結(jié)果是，該偏差相當(dāng)于輸出電壓分擔(dān)的調(diào)整比率，通過與輸出電壓控制部620中假設(shè)的電壓指令值VIX** (參照圖6)相乘，導(dǎo)出調(diào)整幅度。將該調(diào)整幅度與VIX**相加，從而導(dǎo)出最終的電壓指令值VIX1*、VIX2*、VIX3*。
[0046]通過進行上述控制，在電動機動力運行時，直流母線電壓相對較小的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的逆變器3b的輸出電壓變小，因此能抑制輸出電壓。結(jié)果能使相內(nèi)的直流母線電壓平衡。
另外，在電動機再生時，能通過使控制器Gb (s)的極性反轉(zhuǎn)來應(yīng)對。
[0047]接著，圖10示出了單元內(nèi)平衡控制部634的一個示例。單元內(nèi)平衡控制部634通過對正極側(cè)支路與負極側(cè)支路的電壓比率進行調(diào)整，來對正極側(cè)直流母線電壓與負極側(cè)直流母線電壓進行平衡，使其相互均勻。該控制通過反映到整流器3a —側(cè)、逆變器3b —側(cè)的某一側(cè)或者兩側(cè)能得以實現(xiàn)。
[0048]首先，利用圖10(a)對整流器3a—側(cè)進行說明。對整流器3a的電壓指令值VCXn*乘以1/2，計算出正極側(cè)支路的電壓指令值VXnP*，然后再乘上-1來計算出負極側(cè)支路的電壓指令值VXnN*。此外，計算出施加于負極側(cè)電容器CN的電壓即負極側(cè)直流母線電壓VdcXnN與施加于正極側(cè)電容器CP的電壓即正極側(cè)直流母線電壓VdcXnP之間的偏差，提供給控制器Gcz (s)，從而計算VXnCz*。之后，分別將VXnCz*與各電壓指令值VXnP*、VXnN*相力口，從而計算出最終的正極支路的電壓指令值VCXnP*和負極支路的電壓指令值VCXnN*。
[0049]若進行上述控制，則在電動機動力運行時(在處于向整流器3a輸入電力的狀態(tài)時)，電壓較低的電容器一側(cè)的電壓指令值增加，從而能使正極側(cè)及負極側(cè)的直流母線電壓平衡。
另外，在電動機再生時，能通過使控制器Gcz (S)的極性反轉(zhuǎn)來應(yīng)對。
[0050]關(guān)于圖10(b)所示的逆變器3b —側(cè)，基本原理也相同。但是，在電動機動力運行時，逆變器3b不輸出電力，因此通過從正極支路、負極支路的各電壓指令值減去由控制器Giz(S)計算的VXnIZ*，從而計算最終的電壓指令值VIXnP*、VIXnN*。在該情況下，在電動機再生時，也能通過使控制器Giz (s)的極性反轉(zhuǎn)來應(yīng)對。
[0051]最后，對調(diào)制部640進行說明。圖11表示調(diào)制部640的控制的一個示例，尤其圖11 (a)表不整流器3a —側(cè)的控制，圖11 (b)表不逆變器3b —側(cè)的控制。調(diào)制部640基于由上述各控制部610?630導(dǎo)出的整流器3a —側(cè)的電壓指令值VCXnP*、VCXnN*、以及逆變器3b —側(cè)的電壓指令值VIXnP*、VIXnN*，進行脈寬調(diào)制(PWM)，并導(dǎo)出對各開關(guān)元件SW的導(dǎo)通/斷開進行控制的選通信號。
具體而言，將各個電壓指令值提供給PWM控制器801 (整流器3a —側(cè))或者PWM控制器802 (逆變器3b —側(cè))，并且以上升沿具有延遲的方式分別實施死區(qū)時間處理，輸出對各開關(guān)元件SW的導(dǎo)通/斷開進行控制的選通信號。
[0052]在關(guān)注三電平轉(zhuǎn)換電路的一個支路時，其調(diào)制單元是各種已知例，本發(fā)明不對其具體的調(diào)制單元作進行限定。本發(fā)明的調(diào)制部640的意圖在于，極力使正極側(cè)支路與負極側(cè)支路的開關(guān)時刻不重疊，并且極力使經(jīng)由變壓器20η并聯(lián)連接的整流器3a的開關(guān)時刻不重疊，極力使串聯(lián)連接的逆變器3b的各個開關(guān)時刻不重疊，來獲得高次諧波分量較少的輸入電流、輸出電壓。
[0053]下面，基于圖12、圖13說明如下示例:即、對于一個支路使用正電壓輸出用和負電壓輸出用2個三角波載波的組來進行調(diào)制的情況。圖12表示整流器3a —側(cè)的控制，圖13表示逆變器3b —側(cè)的控制。
關(guān)于整流器3a —側(cè)的支路，如圖12所示，分別對三角波載波CarCPn、CarCNn和正極側(cè)支路的電壓指令值VCXnP*、負極側(cè)支路的電壓指令值VCXnN*進行比較。2個三角波載波CarCPnXarCNn是相同相位，正電壓輸出用的三角波載波CarCPn的振幅相當(dāng)于所對應(yīng)的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的正極側(cè)電容器CP的兩端電壓，負電壓輸出用的三角波載波CarCNn的振幅相當(dāng)于負極側(cè)電容器CN的兩端電壓。
[0054]提供給整流器3a —側(cè)的正極側(cè)支路的4個各開關(guān)元件SW的選通信號從正極的直流端子側(cè)的開關(guān)元件SW開始設(shè)為GXnCP1、GXnCP2、GXnCP3、GXnCP4。提供給負極側(cè)支路的4個各開關(guān)元件SW的選通信號從正極的直流端子側(cè)的開關(guān)元件SW開始設(shè)為GXnCNl、GXnCN2、GXnCN3、GXnCM。
根據(jù)正電壓輸出用的三角波載波CarCPn與正極側(cè)支路的電壓指令值VCXnP*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnCPl、GXnCP3。根據(jù)負電壓輸出用的三角波載波CarCNn與正極側(cè)支路的電壓指令值VCXnP*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnCP2、GXnCP4。根據(jù)正電壓輸出用的三角波載波CarCPn與負極側(cè)支路的電壓指令值VCXnN*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnCNl、GXnCN3。根據(jù)負電壓輸出用的三角波載波CarCNn與負極側(cè)支路的電壓指令值VCXnN*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnCN2、GXnCM。
[0055]在電壓指令值比三角波載波大的情況下，使正極側(cè)開關(guān)元件SW導(dǎo)通，負極側(cè)開關(guān)元件SW斷開，在大小關(guān)系相反的情況下，導(dǎo)通/斷開也相反。最后，以使各個選通信號的上升沿延遲的方式實施死區(qū)時間處理，從而決定最終的選通信號。死區(qū)時間處理是已知的，因此省略說明。
[0056]同樣，關(guān)于逆變器3b —側(cè)的支路，如圖13所示，分別對三角波載波CarIPruCarINn和正極側(cè)支路的電壓指令值VIXnP*、負極側(cè)支路的電壓指令值VIXnN*進行比較。2個三角波載波CarIPruCarINn是相同相位，正電壓輸出用的三角波載波CarIPn的振幅相當(dāng)于所對應(yīng)的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的正極側(cè)電容器CP的兩端電壓，負電壓輸出用的三角波載波CarINn的振幅相當(dāng)于負極側(cè)電容器CN的兩端電壓。
[0057]另外，圖13中，電壓指令值VIXnP*以及VIXnN*的波形從正弦波發(fā)生了失真是由于以下原因:在圖6所說明的輸出電壓控制部620中，加上了零相電壓分量Vz*。
[0058]提供給逆變器3b —側(cè)的正極側(cè)支路的4個各開關(guān)元件SW的選通信號從正極的直流端子側(cè)的開關(guān)元件SW開始設(shè)為GXnIPl、GXnIP2、GXnIP3、GXnIP4，提供給負極側(cè)支路的4個各開關(guān)元件SW的選通信號從正極的直流端子側(cè)的開關(guān)元件SW開始設(shè)為GXnINl、GXnIN2、GXnIN3、GXnIN4。
根據(jù)正電壓輸出用的三角波載波CarIPn與正極側(cè)支路的電壓指令值VIXnP*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnIPl、GXnIP3。根據(jù)負電壓輸出用的三角波載波CarINn與正極側(cè)支路的電壓指令值VIXnP*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnIP2、GXnIP4。根據(jù)正電壓輸出用的三角波載波CarIPn與負極側(cè)支路的電壓指令值VIXnN*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnIN1、GXnIN3。根據(jù)負電壓輸出用的三角波載波CarINn與負極側(cè)支路的電壓指令值VIXnN*之間的大小關(guān)系來決定選通信號GXnIN2、GXnIN4。
[0059]在電壓指令值比三角波載波大的情況下，使正極側(cè)開關(guān)元件SW導(dǎo)通，負極側(cè)開關(guān)元件SW斷開，在大小關(guān)系相反的情況下，導(dǎo)通/斷開也相反。最后實施死區(qū)時間處理，來決定最終的選通信號。
[0060]在上述調(diào)制部640中，三角波載波的相位關(guān)系較為重要。在一個支路輸出的電壓中，載波頻率附近的高次諧波分量處于支配地位。在關(guān)注一臺整流器3a或者逆變器3b時，各個正極側(cè)支路與負極側(cè)支路的電壓指令值大致反轉(zhuǎn)(乘以-1來計算負極側(cè))，因此等效地抵消了載波頻率分量，載波頻率的2倍頻率附近的高次諧波分量處于支配地位。
[0061]并且，能對正電壓輸出用和負電壓輸出用的2個三角波載波使用分別使相位移位的多個三角波載波，基于圖14在以下進行說明。圖14(a)表示整流器3a—側(cè)的控制，圖14(b)表示逆變器3b —側(cè)的控制。
關(guān)于整流器3a —側(cè)，如圖14 (a)所示，通過使三角波載波CarCPl、CarCP2、CarCP3 (CarCNl、CarCN2、CarCN3)的相位每個移位60度(π /3rad)，從而能抵消輸入電流中所包含的載波頻率的2倍頻率附近的高次諧波分量。最終，載波頻率的Kl倍(Kl =支路數(shù)X并聯(lián)多路的臺數(shù)、此時2X3 = 6)頻率附近的高次諧波分量處于支配地位。由此，能抵消振幅較大的低次的高次諧波分量，因此能獲得高次諧波分量較小的輸入電流。
此外，殘留的高次諧波分量在載波頻率的6倍頻率附近、是非常高的高頻率，因此僅通過在輸入端子或轉(zhuǎn)換器單元30Xn的整流器3a —側(cè)追加一個較小的濾波器，就能容易地去除該高次諧波分量。
[0062]另一方面，關(guān)于逆變器器3b—側(cè)，如圖14(b)所示，通過使三角波載波CarlPl、CarIP2、CarIP3 (CarINl、CarIN2、CarIN3)的相位每個移位 60 度(π /3rad)，從而能抵消輸出電壓中所包含的載波頻率的2倍頻率附近的高次諧波分量。最終，載波頻率的K2倍(K2=支路數(shù)X串聯(lián)多路的臺數(shù)、此時2X3 = 6)頻率附近的高次諧波分量處于支配地位。由此，能抵消振幅較大的低次的高次諧波分量，因此能獲得高次諧波分量較小的輸出電壓。
此外，在逆變器3b —側(cè)串聯(lián)連接，因此通過使開關(guān)時刻移位，能根據(jù)電容器具有的電位個數(shù)來增加輸出電壓電平。
[0063]如上所述，若使用本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換裝置，則無需現(xiàn)有那樣的結(jié)構(gòu)復(fù)雜的移相變壓器。通過使轉(zhuǎn)換器單元30Xn采用三電平以上的轉(zhuǎn)換器，能降低轉(zhuǎn)換器單元30Xn的個數(shù)、變壓器20η的繞組數(shù)，能實現(xiàn)小型、輕量、低成本化。并且，轉(zhuǎn)換器單元30Χη中使用自換流式整流器，因此能進行再生動作。并且，利用控制電路601來抑制變壓器20η的磁飽和，對轉(zhuǎn)換器單元30Χη的直流母線電壓進行適當(dāng)?shù)目刂?，從而提高可靠性?br> [0064]實施方式2.圖15示出本發(fā)明的實施方式2的功率轉(zhuǎn)換裝置的主要電路結(jié)構(gòu)的一個示例。圖15中，其變壓裝置與上述實施方式I的圖1所示的變壓裝置(變壓器20η)不同。
圖16(a)是表示作為本實施方式2的變壓裝置的變壓器211的繞組結(jié)構(gòu)的一個示例的圖，其詳細結(jié)構(gòu)如圖16(b)所示。
[0065]變壓器211的一次繞組與實施方式I同樣是三相星形聯(lián)接(Y聯(lián)接)的繞組結(jié)構(gòu)。然后，對于一個相的一次繞組，具備由多個(此處為3個)繞組構(gòu)成的二次繞組，將實施方式I的變壓器201、202、203匯集在一臺變壓器211中來構(gòu)成。二次繞組而言，每一相具有3個單相開式繞組，通過一臺變壓器211確保了由合計9個相互絕緣的單相開式繞組構(gòu)成的電源。
[0066]通過像這樣將3臺變壓器匯集為一臺，以一臺變壓器211構(gòu)成變壓裝置，從而能實現(xiàn)變壓裝置的進一步小型、輕量、低成本化。此外，關(guān)于對變壓器進行匯集，由于在本發(fā)明的2次繞組中使用了開式繞組，因此更能發(fā)揮效果。這是由于增加了控制的組合自由度。在上述實施方式I中，在與一臺變壓器20η相連接的轉(zhuǎn)換器單元30Xn的組(例如30U1、30V1、30W1的組)中應(yīng)用輸入電流控制部610。與此相對，通過將變壓器211匯集成一臺，例如將轉(zhuǎn)換器單元30U1、30V2、30W3設(shè)為一組等，來提高控制的組合自由度，利用上述能實現(xiàn)考慮了控制線、控制信號間的絕緣等的最合適的設(shè)計。
[0067]另外，與實施方式I相同，在變壓器的鐵心中能使用三腳以上的鐵心，此外，優(yōu)選將漏電感設(shè)為5%左右以上。
此外，實施方式I及2中，考慮變壓器的漏電感在5%左右，但也可以插入追加的電抗器?？梢詫⑵洳迦胱儔浩鞯囊淮蝹?cè)，也可以插入二次側(cè)，并且也可以追加電容器，并將LC濾波器追加到變壓器的一次側(cè)或二次側(cè)。若如上所述追加電抗器、LC濾波器，則能進一步抑制輸入電流的高次諧波分量。
[0068]并且，在實施方式I及2中，作為開關(guān)元件SW假設(shè)使用IGBT (InsulatedGate Bipolar Transistor:絕緣雙柵極晶體管)，但也可以使用MOSFET (Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor:金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)等其他類型的開關(guān)元件SW。
[0069]通常在構(gòu)成開關(guān)元件SW、二極管FD、⑶的半導(dǎo)體元件的材料中使用硅，但若使用碳化硅、氮化稼類材料或者金剛石等帶隙比硅的帶隙要大的寬帶隙材料，則能實現(xiàn)半導(dǎo)體元件的高耐壓化，從而能進一步降低上述轉(zhuǎn)換器單元30Xn的臺數(shù)。并且，還能實現(xiàn)開關(guān)的高速化，因此能獲得高次諧波分量更小的輸入電流、輸出電壓。通過在開關(guān)元件SW及二極管FD、CD中的一方或者雙方半導(dǎo)體元件中使用寬帶隙材料，從而能獲得上述效果。此外，通過應(yīng)用于轉(zhuǎn)換器單元30Xn的整流器3a、逆變器3b中的任一方或者雙方，能獲得效果。
[0070]此外，本發(fā)明可以在該發(fā)明的范圍內(nèi)對各實施方式自由地進行組合，或?qū)Ω鲗嵤┓绞竭M行適當(dāng)?shù)淖冃?、省略?br> 【權(quán)利要求】
1.一種功率轉(zhuǎn)換裝置，該功率轉(zhuǎn)換裝置在多相交流的輸入端子與多相交流的輸出端子之間進行功率轉(zhuǎn)換，其特征在于，包括: 變壓裝置，該變壓裝置包括一次繞組和二次繞組，其中，該一次繞組與所述輸入端子相連接，該二次繞組由相互絕緣的多個單相開式繞組構(gòu)成； 多個轉(zhuǎn)換器單元，該多個轉(zhuǎn)換器單元包括開關(guān)元件，該轉(zhuǎn)換器單元的輸入端與各所述單相開式繞組相連接，輸出端相互串聯(lián)并且與各相的所述輸出端子相連接，以進行單相交流/單相交流的轉(zhuǎn)換；以及 控制電路，該控制電路對所述開關(guān)元件的導(dǎo)通/斷開進行控制， 各所述轉(zhuǎn)換器單元包括:電容器串聯(lián)體；將來自所述輸入端的單相交流電壓轉(zhuǎn)換成三電平以上的直流電壓并輸出至所述電容器串聯(lián)體的整流器；以及將來自所述電容器串聯(lián)體的直流電壓轉(zhuǎn)換成單相交流電壓并輸出至所述輸出端的逆變器。
2.如權(quán)利要求1所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述控制電路包括母線電壓控制部，該母線電壓控制部對設(shè)定直流母線電壓的母線電壓指令值進行控制，該直流母線電壓是各所述轉(zhuǎn)換器單元的所述電容器串聯(lián)體的電壓。
3.如權(quán)利要求2所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述母線電壓控制部包括平均電壓控制部，該平均電壓控制部對連接所述輸出端子的互不相同的相的所述轉(zhuǎn)換器單元的所述直流母線電壓的平均值進行控制，該平均電壓控制部對所述變壓裝置的一次繞組的輸入電流有功分量進行控制，使得所述平均值成為所述母線電壓指令值。
4.如權(quán)利要求2所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述母線電壓控制部包括相間平衡控制部，該相間平衡控制部使連接所述輸出端子的互不相同的相的所述轉(zhuǎn)換器單元的所述直流母線電壓平衡，該相間平衡控制部對所述轉(zhuǎn)換器單元的逆變器的電壓指令值進行控制，以對多個所述直流母線電壓進行平衡使其相互均勻。
5.如權(quán)利要求2所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述母線電壓控制部包括相內(nèi)平衡控制部，該相內(nèi)平衡控制部使在所述輸出端子的各相分別串聯(lián)連接的多臺所述轉(zhuǎn)換器單元的所述直流母線電壓平衡，該相內(nèi)平衡控制部對多臺所述轉(zhuǎn)換器單元的逆變器的電壓指令值進行控制，以對多個所述直流母線電壓進行平衡使其相互均勻。
6.如權(quán)利要求2所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述電容器串聯(lián)體由相互串聯(lián)連接的正極側(cè)電容器與負極側(cè)電容器構(gòu)成，所述轉(zhuǎn)換器單元的所述直流母線電壓由施加于所述正極側(cè)電容器的正極側(cè)直流母線電壓和施加于所述負極側(cè)電容器的負極側(cè)直流母線電壓構(gòu)成， 所述母線電壓控制部包括單元內(nèi)平衡控制部，該單元內(nèi)平衡控制部在各所述轉(zhuǎn)換器單元中，使所述正極側(cè)直流母線電壓與所述負極側(cè)直流母線電壓平衡，該單元內(nèi)平衡控制部對提供給構(gòu)成所述整流器及所述逆變器中的至少一方的所述開關(guān)元件的電壓指令值進行控制，以對所述正極側(cè)直流母線電壓與所述負極側(cè)直流母線電壓進行平衡使其相互均勻。
7.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述控制電路使構(gòu)成多臺所述轉(zhuǎn)換器單元的所述整流器及所述逆變器中的至少一方的所述開關(guān)元件在所述多臺所述轉(zhuǎn)換器單元中的開關(guān)時刻相互移位，以降低輸入至所述輸入端子的輸入電流及來自所述輸出端子的輸出電壓中的至少一方中所包含的高次諧波分量，多臺所述轉(zhuǎn)換器單元在所述輸出端子的各相分別相互串聯(lián)連接。
8.如權(quán)利要求7所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述控制電路包括調(diào)制部，該調(diào)制部使用載波信號來進行PWM控制，所述調(diào)制部通過在所述多臺所述轉(zhuǎn)換器單元中使所述載波信號的相位相互移位，從而在所述多臺所述轉(zhuǎn)換器單元中使所述開關(guān)元件的開關(guān)時刻相互移位。
9.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述變壓裝置由多臺變壓器構(gòu)成，該多臺變壓器的各個所述一次繞組與所述輸入端子相互并聯(lián)連接。
10.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述變壓裝置由一臺變壓器構(gòu)成，該變壓器相對于一個相的所述一次繞組具有多個所述二次繞組。
11.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述輸入端子的多相交流與所述輸出端子的多相交流的相數(shù)相互相同， 其輸出端相互串聯(lián)并與所述輸出端子相連接的多臺所述轉(zhuǎn)換器單元的所述輸入端經(jīng)由所述變壓裝置與所述輸入端子相互并聯(lián)連接，該輸入端子與該輸出端所連接的所述輸出端子的相為同相。
12.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述多相交流為三相交流，所述變壓裝置的一次繞組為三相的星形聯(lián)接。
13.如權(quán)利要求12所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述變壓裝置的鐵心由4腳以上的鐵心來構(gòu)成。
14.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 將包含構(gòu)成各所述轉(zhuǎn)換器單元的所述整流器及所述逆變器中的至少一方的所述開關(guān)元件及二極管的一組半導(dǎo)體元件收納于一個模塊中來構(gòu)成。
15.如權(quán)利要求1至6的任一項所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 構(gòu)成各所述轉(zhuǎn)換器單元的所述整流器及所述逆變器中的至少一方的所述開關(guān)元件及二極管中的至少一方由帶隙比硅寬的寬帶隙半導(dǎo)體材料形成。
16.如權(quán)利要求15所述的功率轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述寬帶隙半導(dǎo)體材料是碳化硅、氮化鎵類材料、或金剛石。
【文檔編號】H02M7/48GK104380586SQ201380009116
【公開日】2015年2月25日 申請日期:2013年6月4日 優(yōu)先權(quán)日:2013年6月4日
【發(fā)明者】地道拓志, 東圣, 小柳公之, 中村利孝, 下村彌壽仁, 加藤義人 申請人:東芝三菱電機產(chǎn)業(yè)系統(tǒng)株式會社