抑制開關(guān)電容dc-dc變換器混沌的基準電壓調(diào)整電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種抑制開關(guān)電容DC-DC變換器混沌的基準電壓調(diào)整電路，主要解決這種變換器輸出電壓不穩(wěn)定的問題。該調(diào)整電路是由兩個運算放大器U2、U3及外圍電阻R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12構(gòu)成的兩個級聯(lián)的差分比例運算放大器，其兩個輸入端A、B分別與變換器的輸出電壓VOUT和基準電壓源VREF相連，輸出端C與變換器的電壓反饋回路相連。通過合理設(shè)定外圍電阻阻值的阻值，及調(diào)整反饋電阻R7與輸入端R5的比值，可在輸出端C得到調(diào)整后的基準電壓VREF1，以控制變換器的可變電阻值，使變換器的輸出電壓穩(wěn)定。本發(fā)明能有效抑制開關(guān)電容DC-DC變換器中的混沌現(xiàn)象，提高電壓轉(zhuǎn)換效率。
【專利說明】抑制開關(guān)電容DC-DC變換器混巧的基準電壓調(diào)整電路

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于電子電路【技術(shù)領(lǐng)域】，涉及穩(wěn)壓電源電路，可用于抑制開關(guān)電容DC-DC 變換器的混沛現(xiàn)象。

【背景技術(shù)】
[0002] 隨著人們對小型化、高轉(zhuǎn)換效率、低成本的電源管理系統(tǒng)的需求的不斷增長，作為 電感式DC-DC變換器的一種替代，開關(guān)電容型DC-DC變換器獲得了發(fā)展動力，廣泛應(yīng)用于單 電源供電的便攜式設(shè)備中。開關(guān)電容DC-DC變換器用一些電容和一組開關(guān)來替代電磁線 圈，該使得將整個變換器制作在單個芯片上成為可能。在開關(guān)電容DC-DC中，為了得到穩(wěn)定 的輸出電壓，變換器需要反饋系統(tǒng)對其進行控制，有兩種控制方式：一種稱為線性模式，即 通過控制電路中可調(diào)電阻的阻值的大小，來控制充放電電流的大小，從而穩(wěn)定輸出電壓；另 一種稱為跳周期模式也稱為skip模式，即通過控制占空比的大小來穩(wěn)定輸出電壓。
[000引圖1顯示了線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器的電路圖，該電路主要由可調(diào)電阻Ri, 運算放大器Ui，基準電壓源Vcw,振蕩器0SC，跨接電容輸出電容C2,第一低壓NMOS管Mi W及第二低壓NMOS管Ms構(gòu)成。線性模式開關(guān)電容DC-DC通過控制可調(diào)電阻Ri的大小從而 控制傳輸?shù)捷敵鲭娙軨s上的電流，W穩(wěn)定輸出電壓VwT。
[0004] 線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器電路單個周期的工作可分為充電和能量傳輸兩 個階段：充電階段，DC-DC變換器中的第一低壓NMOS管Mi導通第二低壓NMOS管Ms截止，跨 接電容Cl被DC-DC變換器的輸入Viw充電；能量傳輸階段，DC-DC變換器中的第二低壓NMOS 管導通第一低壓NMOS管Mi截止，跨接電容Cl向輸出電容Cs放電。在電路的工作過程 中，當電源電壓或負載電流變化時，通過反饋環(huán)路控制運放來調(diào)節(jié)Ri的值，從而穩(wěn)定輸出電 壓。然而，由于開關(guān)電容DC-DC變換器含有開關(guān)元件，是一種強非線性系統(tǒng)，在一定的反饋 條件下，開關(guān)電容DC-DC變換器會呈現(xiàn)豐富的非線性動力學行為，使系統(tǒng)處于混沛狀態(tài)，易 造成H方面的缺陷；一是輸出不穩(wěn)定且難W預(yù)測，如圖2所示，從圖2可見輸出電壓變化范 圍大且變化無規(guī)律；二是電路性能惡化；H是電壓轉(zhuǎn)換效率降低。
[0005] 已有研究表明對于電感型DC-DC變換器可采用狀態(tài)變量延遲反饋控制方式或應(yīng) 用自適應(yīng)斜坡補償控制策略等抑制其混沛現(xiàn)象，但卻沒有給出如何抑制開關(guān)電容DC-DC變 換器混沛現(xiàn)象的具體實施方案。


【發(fā)明內(nèi)容】

[000引本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有線性開關(guān)電容DC-DC變換器出現(xiàn)混沛現(xiàn)象的問題，提 出一種抑制線性開關(guān)電容DC-DC變換器混沛現(xiàn)象的基準電壓調(diào)整電路，W對處于混沛狀態(tài) 的變換器進行控制，提高電壓轉(zhuǎn)換效率。
[0007] 為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明包括兩個級聯(lián)的差分比例運算放大器；第一差分比例運 算放大器由第一運算放大器化及外圍的第一正向端電阻Rg、第一負向端電阻Re、第一反饋 電阻馬、第一分壓電阻Rs組成；第二差分比例運算放大器由第二運算放大&及外圍的第二 正向端電阻Rg第二負向端電阻Rl。、第二反饋電阻Rll、第二分壓電阻Ri2組成，其特征在于：
[0008] 第一正向端電阻Rs與第一負向端電阻Re的阻值相同，第一反饋電阻馬與第一分 壓電阻Rs的阻值相同，第一正向端電阻馬與第一反饋電阻的Rs阻值的比值在0?1之間 調(diào)整；第二正向端電阻R9、第二負向端電阻Ri。、第二反饋電阻Rii和第二分壓電阻Ri2阻值相 同；
[0009] 通過調(diào)節(jié)第一反饋電阻R,與第一的正向端電阻Rs阻值的比值，使得開關(guān)電容 DC-DC變換器輸出穩(wěn)定的電壓。
[0010] 上述基準電壓調(diào)準電路，其特征在于：
[0011] 第一正向端電阻Rs,其一端連接DC-DC變換器的輸出Vdut,另一端連接第一運算放 大器U,的正向輸入端，用于控制第一運算放大器U,的輸入輸出比例，其值的大小為千歐姆 級；
[0012] 第一負向端電阻Re,其一端連接基準電壓源Vkep,另一端連接第一運算放大器&的 負向輸入端，用于控制第一運算放大器U,的輸入輸出比例，該負向端電阻Re的值與第一正 向端電阻Rs的值相同；
[0013] 第一反饋電阻馬，其一端連接第一運算放大器&的正向輸入端，另一端連接運算 放大器U2的輸出端Vi,用于控制第一運算放大器U2的輸入輸出比例，第一反饋電阻R,與第 一正向端電阻Rs的比值范圍為0?1 ;
[0014] 第一分壓電阻Rs,其一端連接第一運算放大器的負輸入端，另一端接地，用于控制 第一運算放大器&的輸入輸出比例，該分壓電阻Rs的值與第一反饋電阻R,的值相同。
[0015] 上述基準電壓調(diào)準電路，其特征在于：
[0016] 第二正向端電阻Rg,其一端連接第一運算放大器U2的輸出端Vi,另一端連接第二 運算放大器&的正輸入端，用于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，其值的大小為千 歐姆級；
[0017] 第二負向端電阻Ri。，其一端連接基準電壓源Vkep,另一端連接第二運算放大器& 的負向輸入端，用于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，該負向端電阻Ri。的值與第二 正向端電阻Rg的值相同；
[0018] 第二反饋電阻Ru,其一端連接第二運算放大器&的正向輸入端，另一端連接第二 運算放大器&的輸出端Vcwi,用于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，該反饋電阻Rii 的值與第二正向端電阻Rg的值相同；
[0019] 第二分壓電阻Ri2,其一端連接第二運算放大器&的負向輸入端，另一端接地，用 于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，該分壓電阻Ri2的值與第二正向端電阻Rg的值 相同；
[0020] 第二運算放大器&，其輸出端連接到DC-DC變換器的比較器Ui的負向輸入端，用 于控制其可變電阻Ri的阻值。
[0021] 本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有W下優(yōu)點：
[0022] 本發(fā)明由于在基準電壓調(diào)整電路合理設(shè)置電阻參數(shù)，即設(shè)置第一正向端電阻咕的 阻值與第一負向端的Re的阻值相同，第一反饋電阻馬的阻值與第一分壓電阻Rs的阻值相 同，第二正向端電阻Rs的阻值，第二負向端電阻而。的阻值，第二反饋電阻Rii的阻值W及第 二分壓電阻Ri2的阻值相等，故可通過設(shè)定第一反饋電阻馬與第一正向端電阻Rs的阻值的 比值，使得當VauT的值大于V時，V胃的值增加，故Ri的值增加，Cs上的電壓減小，從而使 Voit的值減??；當Vwt的值小于Vcw時，使V胃的值減小，Ri的值減小，〔2上的電壓增加，從 而使Vwt的值增加，據(jù)此來穩(wěn)定輸出電壓Vdut。

【專利附圖】

【附圖說明】
[002引圖1是傳統(tǒng)的線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器的電路圖；
[0024] 圖2是傳統(tǒng)的線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器的輸出端的波形圖；
[0025] 圖3是本發(fā)明的電路原理圖；
[0026] 圖4是本發(fā)明應(yīng)用在開關(guān)電容DC-DC變換器中的實例圖；
[0027] 圖5是應(yīng)用了本發(fā)明的線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器的輸出端的波形圖。

【具體實施方式】
[0028] W下結(jié)合附圖及其實施例對本發(fā)明作進一步描述。
[0029] 參照圖3,本發(fā)明由兩個級聯(lián)的差分比例運算放大器組成，其設(shè)有兩個輸入端A、 B，一個輸出端C。其中；第一差分比例運算放大器由第一運算放大器&及外圍的第一正向 端電阻Rs、第一負向端電阻Re、第一反饋電阻馬、第一分壓電阻Rs組成；第二差分比例運算 放大器由第二運算放大&及外圍的第二正向端電阻Rg、第二負向端電阻Ri。、第二反饋電阻 Rii、第二分壓電阻Ri2組成，第二運算放大器的輸出端為本發(fā)明電路的輸出端C。
[0030] 所述第一正向端電阻Rs與第一負向端電阻Re的阻值相同，第一反饋電阻馬與第 一分壓電阻Rs的阻值相同，第一正向端電阻馬與第一反饋電阻的Rs阻值的比值在0?1 之間調(diào)整；該第一正向端電阻咕的一端作為本發(fā)明的正輸入端A，另一端連接第一運算放 大器U,的正向輸入端，用于控制第一運算放大器U,的輸入輸出比例，其值的大小為千歐姆 級，本實例取值為IOKQ但不局限IOKQ ;
[0031] 所述第一負向端電阻Re,其一端連接基準電壓源AW，并作為本發(fā)明電路的負輸入 端B，另一端連接第一運算放大器U,的負向輸入端，用于控制第一運算放大器U,的輸入輸 出比例，該負向端電阻Re的值與第一正向端電阻Rs的值相同；
[0032] 所述第一反饋電阻馬，其一端連接第一運算放大器&的正向輸入端，另一端連接 運算放大器&的輸出端Vi,用于控制第一運算放大器&的輸入輸出比例，第一反饋電阻R, 與第一正向端電阻Rg的比值范圍為0?1，本實例取0. 665但不局限于0. 665 ;
[0033] 所述第一分壓電阻Rs,其一端連接第一運算放大器的負輸入端，另一端接地，用于 控制第一運算放大器U,的輸入輸出比例，該分壓電阻R,的值與第一反饋電阻R,的值相同。
[0034] 所述第二正向端電阻R9、第二負向端電阻Ri。、第二反饋電阻Ru和第二分壓電阻Ri2 阻值相同；
[00巧]該第二正向端電阻Rg,其一端連接第一運算放大器U2的輸出端Vi,另一端連接第 二運算放大器&的正輸入端，用于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，第二正向端電 阻Rg的大小為千歐姆級，本實例取化Q但不局限化Q ;
[0036] 所述第二負向端電阻Ri。，其一端連接基準電壓源Vcw,另一端連接第二運算放大器 Ug的負向輸入端，用于控制第二運算放大器Ug的輸入輸出比例，該負向端電阻Rici的值與第 二正向端電阻Rg的值相同；
[0037] 所述第二反饋電阻R。，其一端連接第二運算放大器&的正向輸入端，另一端連接 第二運算放大器&的輸出端Vcm,用于控制第二運算放大器的輸入輸出比例，該反饋電阻 Ru的值與第二正向端電阻Rg的值相同；
[0038] 所述第二分壓電阻Ri2,其一端連接第二運算放大器&的負向輸入端，另一端接 地，用于控制第二運算放大器&的輸入輸出比例，該分壓電阻Ri2的值與第二正向端電阻Rg 的值相同。
[0039] 所述第一運算放大器&與第二運算放大器&采用LM301但不不局限于LM301型 號。
[0040] W下結(jié)合圖4對本發(fā)明的工作原理做詳細描述：
[0041] 圖4為加入本發(fā)明電路的開關(guān)電容DC-DC變換器，該DC-DC變換器由可調(diào)電阻Ri, 運算放大器Ui,基準電壓源Vcw,振蕩器0SC，跨接電容Cl，輸出電容Cs，第一低壓NMOS管Ml， 第二低壓NMOS管M2 W及本發(fā)明電路構(gòu)成。
[0042] 線性模式開關(guān)電容DC-DC變換器電路單個周期的工作可分為充電和能量傳輸兩 個階段。其中，在充電階段，DC-DC變換器中的第一低壓NMOS管Mi導通第二低壓NMOS管Ms 截止，跨接電容Cl被開關(guān)電容DC-DC變換器的輸入Viw充電；在能量傳輸階段，DC-DC變換 器中的第二低壓NMOS管Ms導通第一低壓NMOS管Mi截止，跨接電容Cl向輸出電容Cs放電。 本發(fā)明的正輸入端A與DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出Vwt相連，負輸入端B與基準電壓源Vcw相連， 輸出端C輸出調(diào)整后的基準電壓Vcwi用來控制DC-DC變換器的可調(diào)電阻Ri的值。
[0043] 在電路的工作過程中，當電源電壓或負載電流變化時，通過比較其輸出電壓Vwt與 基準電壓源Vcw的大小來調(diào)節(jié)可變電阻器Ri的值，從而穩(wěn)定輸出電壓。然而，由于開關(guān)電容 DC-DC變換器含有開關(guān)元件，是一種強非線性系統(tǒng)，在一定的反饋條件下，開關(guān)電容DC-DC 變換器會呈現(xiàn)豐富的非線性動力學行為，使系統(tǒng)處于混沛狀態(tài)，輸出不穩(wěn)定，電路性能下 降。接入本發(fā)明電路后，輸出端C輸出調(diào)整后的基準電壓Vcwi,此電壓與固定的基準電壓源 Vcw不同，其值會隨DC-DC變換器的輸出電壓Vwt的值變化，通過合理設(shè)置基準電壓調(diào)整電 路電阻參數(shù)，即設(shè)置第一正向端電阻Rg的阻值與第一負向端的Re的阻值相同，第一反饋電 阻馬的阻值與第一分壓電阻Rs的阻值相同，第二正向端電阻Rs的阻值，第二負向端電阻而。 的阻值，第二反饋電阻Rii的阻值W及第二分壓電阻R。的阻值相等，使得：
[0044] 第一差分比例運算電路的輸入電壓為Vwt和AW時，輸出電壓Vi的值為：
[0045] V1 = - ( Vref - Vout) 1)
[004引第二差分比例運算電路的輸入電壓為Vi和V時，輸出電壓Vi的值為：
[0047] Vrefi = Vref -Vi = Vref--(Vref-Vout) 2) Rs
[004引即輸出電壓Vwt增大時，調(diào)整后的基準電壓Vi增大，輸出電壓Vcxit減小時，調(diào)整 后的基準電壓Vkepi減小，從而抑制了開關(guān)電容DC-DC變換器中的混沛現(xiàn)象，使系統(tǒng)的輸出電 壓Vdut穩(wěn)定。
[0049] 圖5顯示了加入所發(fā)明電路之后的開關(guān)電容DC-DC變換器的輸出端的波形圖。
[0050] 由圖5可見，加入本發(fā)明電路后的DC-DC變換器的輸出電壓穩(wěn)定。
[005。 將圖5與圖2所示的未加入本發(fā)明電路的DC-DC變換器的輸出電壓對比，可看出 本發(fā)明抑制了 DC-DC變換器的混沛現(xiàn)象，使得系統(tǒng)性能穩(wěn)定。
[0052] W上僅是本發(fā)明的一個最佳實例，不構(gòu)成對本發(fā)明的任何限制，顯然在本發(fā)明的 構(gòu)思下，可W對其電路進行不同的變更與改進，但該些均在本發(fā)明的保護之列。
【權(quán)利要求】
1. 一種抑制開關(guān)電容DC-DC變換器混沌現(xiàn)象的基準電壓調(diào)整電路，本發(fā)明包括兩個級 聯(lián)的差分比例運算放大器；第一差分比例運算放大器由第一運算放大器隊及外圍的第一正 向端電阻R5、第一負向端電阻R6、第一反饋電阻R7、第一分壓電阻R 8組成；第二差分比例運 算放大器由第二運算放大U3及外圍的第二正向端電阻R9第二負向端電阻R1(l、第二反饋電 阻Rn、第二分壓電阻R12組成，其特征在于： 第一正向端電阻R5與第一負向端電阻R6的阻值相同，第一反饋電阻R7與第一分壓電 阻R8的阻值相同，第一正向端電阻R7與第一反饋電阻的R5阻值的比值在0?1之間調(diào) 整；第二正向端電阻R9、第二負向端電阻R10、第二反饋電阻R11和第二分壓電阻R12阻值 相同； 通過調(diào)節(jié)第一反饋電阻R7與第一的正向端電阻R5阻值的比值，使得開關(guān)電容DC-DC 變換器輸出穩(wěn)定的電壓。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基準電壓調(diào)準電路，其特征在于： 第一正向端電阻R5，其一端連接DC-DC變換器的輸出V〇UT，另一端連接第一運算放大器 U2的正向輸入端，用于控制第一運算放大器U2的輸入輸出比例，其值的大小為千歐姆級； 第一負向端電阻R6，其一端連接基準電壓源VKEF，另一端連接第一運算放大器U2的負向 輸入端，用于控制第一運算放大器u2的輸入輸出比例，該負向端電阻1?6的值與第一正向端 電阻r5的值相同； 第一反饋電阻R7，其一端連接第一運算放大器隊的正向輸入端，另一端連接運算放大 器112的輸出端Vi，用于控制第一運算放大器U2的輸入輸出比例，第一反饋電阻R7與第一正 向端電阻R5的比值范圍為0?1 ; 第一分壓電阻r8，其一端連接第一運算放大器的負輸入端，另一端接地，用于控制第一 運算放大器u2的輸入輸出比例，該分壓電阻R8的值與第一反饋電阻R7的值相同。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基準電壓調(diào)準電路，其特征在于： 第二正向端電阻r9，其一端連接第一運算放大器u2的輸出端Vi，另一端連接第二運算 放大器u3的正輸入端，用于控制第二運算放大器u3的輸入輸出比例，其值的大小為千歐姆 級； 第二負向端電阻R1(l，其一端連接基準電壓源VKEF，另一端連接第二運算放大器U3的負 向輸入端，用于控制第二運算放大器u3的輸入輸出比例，該負向端電阻R1(l的值與第二正向 端電阻R9的值相同； 第二反饋電阻Rn，其一端連接第二運算放大器U3的正向輸入端，另一端連接第二運算 放大器U3的輸出端VKEF1，用于控制第二運算放大器U3的輸入輸出比例，該反饋電阻R n的值 與第二正向端電阻R9的值相同； 第二分壓電阻R12,其一端連接第二運算放大器U3的負向輸入端，另一端接地，用于控 制第二運算放大器U3的輸入輸出比例，該分壓電阻R12的值與第二正向端電阻R9的值相 同； 第二運算放大器U3,其輸出端連接到DC-DC變換器的比較器U1的負向輸入端，用于控 制其可變電阻R1的阻值。
【文檔編號】H02M3/156GK104362853SQ201410583044
【公開日】2015年2月18日 申請日期:2014年10月27日 優(yōu)先權(quán)日:2014年10月27日
【發(fā)明者】李先銳, 朱彥麗, 唐文海, 申瑞, 路建民 申請人:西安電子科技大學