一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方法及其裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種臨界連續(xù)模式的單位功率因數(shù)反激變換器的控制方法及其裝置，用于提高臨界連續(xù)模式的反激變換器的功率因數(shù)。本發(fā)明通過對臨界連續(xù)模式的反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值包絡進行控制，使開關(guān)管的電流峰值包絡在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化，開關(guān)管的關(guān)斷時間則由變壓器副邊電流的過零時刻決定。本發(fā)明可使臨界連續(xù)模式反激變換器在整個輸入電壓范圍內(nèi)獲得單位功率因數(shù)。
【專利說明】一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方法及其裝置

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及電力控制設(shè)備，尤其是一種反激功率因數(shù)校正變換器的控制方法及其 |101|裝直。

【背景技術(shù)】
[0002]近年來，電力電子技術(shù)迅速發(fā)展，作為電力電子領(lǐng)域重要組成部分的電源技術(shù)逐漸成為應用和研究的熱點。開關(guān)電源以其效率高、功率密度高的特點而確立了其在電源領(lǐng)域中的主流地位，但其通過整流器接入電網(wǎng)時會存在一個致命的弱點:功率因數(shù)較低(一般僅為0.45?0.75)，且在電網(wǎng)中會產(chǎn)生大量的電流諧波和無功功率而污染電網(wǎng)。抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種:一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動法，即設(shè)計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點，即具有功率因數(shù)校正功能。開關(guān)電源功率因數(shù)校正研究的重點主要是功率因數(shù)校正電路拓撲的研究和功率因數(shù)校正控制集成電路的開發(fā)。傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正電路一般采用8008卜升壓拓撲，這是因為8000變換器具有控制容易、驅(qū)動簡單以及功率因數(shù)可以接近于1等優(yōu)點，但是8000功率因數(shù)校正變換器在低輸出電壓時，其功率因數(shù)卻很低。在小功率的應用場合中，主要采用8%卜降壓拓撲和反激變換器，但是在8114電路實現(xiàn)？?(:時，由于當輸入電壓低于輸出電壓時，不傳遞能量，輸入電流為0，交越失真嚴重；而反激變換器在整個工頻周期內(nèi)都可以傳遞能量，功率因數(shù)和總諧波畸變都優(yōu)于8114變換器，因此更加適用于？?(:領(lǐng)域當中。反激功率因數(shù)校正變換器通常有斷續(xù)模式和臨界連續(xù)模式兩種工作模式。斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器可以自動獲得單位功率因數(shù)，但是由于其較大的峰值電流，使得開關(guān)管的導通損耗很大從而影響變換器的效率。傳統(tǒng)的臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，其控制方式如圖1所示，圖2為其原邊電流、副邊電流和輸入電流的波形，其開關(guān)管電流的峰值包絡為標準正弦波，雖然效率比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器高，但是不能獲得單位功率因數(shù)，功率因數(shù)和總諧波畸變都比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器差。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0003]鑒于現(xiàn)有技術(shù)的以上不足，本發(fā)明的目的是提供一種新穎的反激功率因數(shù)校正變換器的控制方法，使之克服現(xiàn)有技術(shù)的不足。
[0004]本發(fā)明實現(xiàn)其發(fā)明目的，所采用的技術(shù)方案是:
[0005]一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的控制方法，其具體作法是:
[0006]一種工作在臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的控制方法，使臨界連續(xù)模式反激變換器獲得單位功率因數(shù)，反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、？麗產(chǎn)生電路、峰值包絡運算電路以及驅(qū)動電路；通過控制電路使反激變換器工作在臨界連續(xù)模式，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值包絡由峰值包絡運算電路控制，原邊開關(guān)管的電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；通過對輔助繞組電壓的檢測，當變壓器副邊電流過零時，導通開關(guān)管0，控制反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式；所述的峰值包絡運算電路的運算方法是:匝比~與輸出電壓相乘后的值。，與輸入電壓。⑴的瞬時值相加，相加的結(jié)果再與輸入電壓V#“)的瞬時值和誤差放大器的輸出電壓\胃相乘，經(jīng)過峰值包絡運算電路運算后，臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的原邊開關(guān)管電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓、輸出電壓的變化而變化，從而獲得單位功率因數(shù)；其中匝比~為反激變換器變壓器原邊繞組匝數(shù)與副邊繞組匝數(shù)的比值；所述？麗產(chǎn)生電路中，當變壓器副邊電流過零時刻，電流過零檢測電路控制83-觸發(fā)器，使開關(guān)管0導通，控制反激變換器工作在臨界連續(xù)模式；當原邊開關(guān)管電流檢測電阻尺。3兩端電壓火3大于峰值包絡運算電路產(chǎn)生的7,(0信號時，使開關(guān)管0關(guān)斷，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值受誤差放大器輸出電壓V。胃、輸入電壓乂&“)和輸出電壓V。的控制；設(shè)定誤差放大器電路的補償使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻(一般為10?20?)，誤差放大器輸出信號\胃在半個工頻周期內(nèi)維持不變。
[0007]本發(fā)明的另一目的是提供一種實現(xiàn)以上功率因數(shù)校正方法的裝置。其具體構(gòu)造采用:
[0008]一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置，包括整流橋03、變壓器1\、控制電路、開關(guān)管0、輸出整流二極管I，以及反激變換器的控制電路。所述反激變換器的控制電路包含輸出電壓采樣電路、誤差放大器電路、電流過零檢測電路、?麗產(chǎn)生電路、峰值包絡運算電路；所述？麗產(chǎn)生電路由比較器和…-觸發(fā)器組成，誤差放大器的負向輸入端為由尺3和1分壓電阻網(wǎng)絡采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準電壓采樣的輸出信號與基準電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號V。胃；峰值包絡運算電路的輸出
連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的負端，原邊開關(guān)管電流檢測電阻I兩端電壓\5連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的正端，？麗產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到…-觸發(fā)器的復位端4端；過零檢測電路的輸入信號為輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號連接到舊-觸發(fā)器的置位端-3端。
[0009]與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是:
[0010]1、相對于傳統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，采用本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控的制方式，可以獲得單位功率因數(shù)和更小的總諧波畸變，同時可以保留傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式工作方式高效率的特征；
[0011]2、相對于傳統(tǒng)峰值電流控制斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，采用本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的控制方式可以適用于更大功率的功率因數(shù)校正變換器。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]圖1為傳統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
[0013]圖2為圖1所示電路框圖的主要波形圖。
[0014]圖3為本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
[0015]圖4為圖3所示電路框圖的主要波形圖。
[0016]圖5為本發(fā)明實施例子的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
[0017]圖6為圖1所示電路結(jié)構(gòu)圖的仿真結(jié)果。
[0018]圖7為圖5所示電路結(jié)構(gòu)圖的仿真結(jié)果。
[0019]圖8為圖1傳統(tǒng)統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器和圖3本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的原邊開關(guān)管電流峰值包絡的對比波形圖。
[0020]圖9為圖1傳統(tǒng)統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器和圖3本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。

【具體實施方式】
[0021]下面通過具體的實例并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進一步詳細的描述。
[0022]圖3為本發(fā)明的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，圖4為圖3所示電路框圖的主要波形圖，從波形圖中可以得知，反激變換器工作于臨界連續(xù)模式，本發(fā)明的原邊開關(guān)管電流峰值包絡不再是標準正弦波，并且相比傳統(tǒng)峰值電流控制方法，原邊開關(guān)管電流峰值包絡還增加了輸出電壓和變壓器原副邊匝數(shù)比信息。
[0023]圖5為本發(fā)明的一種【具體實施方式】，一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方法，其具體作法是:
[0024]反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、？麗產(chǎn)生電路、峰值包絡運算電路以及驅(qū)動電路。誤差放大器的負向輸入端為由％和1？4分壓電阻網(wǎng)絡米樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準電壓，米樣的輸出信號與基準電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號\胃。電流峰值包絡運算電路有輸入電壓\。(七)、輸出電壓V。和誤差放大器的輸出信號V。-三路輸入信號，電流峰值包絡運算電路包括三個運算放大器、一個乘法器和若干電阻網(wǎng)絡；整流后的輸入電壓經(jīng)過1、民分壓，再經(jīng)過由運算放大器2組成的電壓跟隨器后，得到\ =為電壓網(wǎng)絡的分壓系數(shù)；采集原邊輔助繞組上的電壓V。。代替輸出電壓V。，V。。=義轉(zhuǎn)。/^，V。。經(jīng)過札3、‘分壓，再經(jīng)過運算放大器1跟隨后得到\ = ^為變壓器原邊輔助繞組匝數(shù)，隊為變壓器副邊繞組匝數(shù)，I為札3、‘電壓網(wǎng)絡的分壓系數(shù)，尺7、尺8、‘札。、1和運算放大器3共問構(gòu)成加法器，I和％問時作為加法器的輸入纟而，設(shè)定1？7 = 1? = 1？10 = I？??！ = 2?，則可以得到V。= \七\ = ；使V 1、義、隊和4滿足如下關(guān)系:
=VI即札2/ (^11+^12)=桃/〔 (^+?)柳」，4為變壓器原邊繞組匝數(shù)。\、\和V，分別連接到乘法器的輸入端，乘法器的輸出信號為電流峰值包絡運算電路的輸出信號乂,?！?；峰值包絡運算電路的輸出\。⑴信號連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的負端，采樣電阻尺。3兩端電壓I連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的正端，？麗產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到…-觸發(fā)器的復位端-1？端，每個開關(guān)周期開始時刻，變壓器原邊開關(guān)管電流線性上升，當采樣電阻I兩端電壓I也線性上升，當其大于峰值包絡運算電路的輸出。⑴信號時，？II產(chǎn)生電路的比較器輸出高電平，控制83-觸發(fā)器輸出低電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管0關(guān)斷；過零檢測電路的輸入信號為原邊輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號連接到83-觸發(fā)器的置位端-3端，當開關(guān)管0關(guān)斷時，原邊輔助繞組為高電平，變壓器副邊電流過零時，輔助繞組會從高電平跳變到低電平，電流過零檢測電路檢測到輔助繞組的電壓從高電平變?yōu)榈碗娖綍r，使舊-觸發(fā)器的置位端-3端輸出高電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管0導通，使反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式。設(shè)定誤差放大器的補償電路使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻(一般為10?20?)，控制誤差放大器的輸出信號V。胃在半個工頻周期內(nèi)維持不變。
[0025]圖6、圖7、圖8和圖9是利用？311仿真軟件得到的仿真波形。從圖6可以看出傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的輸入電流失真嚴重，電源具有較低的功率因數(shù)。從圖7可以看出單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。從圖8中可以看出傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的原邊開關(guān)管電流峰值包絡為標準正弦波，而通過采用新的控制方法的單位功率因數(shù)反激變換器的開關(guān)管電流峰值包絡不是標準正弦波并且其波形要比傳統(tǒng)變換器的峰值包絡更加陡峭。圖9為圖1傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器和圖3臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。從圖9可以看出:在兩種反激功率因數(shù)校正器仿真參數(shù)完全一樣的條件下，本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器輸入電流比傳統(tǒng)的恒定導通時間臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的輸入電流更接近正弦波，即具有更高的？？值。
【權(quán)利要求】
1.一種臨界連續(xù)模式的單位功率因數(shù)反激變換器的控制方法，使臨界連續(xù)模式反激變換器獲得單位功率因數(shù)，反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、？麗產(chǎn)生電路、峰值包絡運算電路以及驅(qū)動電路；通過控制電路使反激變換器工作在臨界連續(xù)模式，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值包絡由峰值包絡運算電路控制，原邊開關(guān)管的電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；通過對輔助繞組電壓的檢測，當變壓器副邊電流過零時，導通開關(guān)管0，控制反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式；所述的峰值包絡運算電路的運算方法是:匝比~與輸出電壓相乘后的值 。，與輸入電壓\。⑴的瞬時值相加，相加的結(jié)果再與輸入電壓的瞬時值和誤差放大器的輸出電壓V。胃相乘，經(jīng)過峰值包絡運算電路運算后，臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的原邊開關(guān)管電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓、輸出電壓的變化而變化，從而獲得單位功率因數(shù)；其中匝比~為反激變換器變壓器原邊繞組匝數(shù)與副邊繞組匝數(shù)的比值；所述？麗產(chǎn)生電路中，當變壓器副邊電流過零時刻，電流過零檢測電路控制83-觸發(fā)器，使開關(guān)管0導通，控制反激變換器工作在臨界連續(xù)模式；當原邊開關(guān)管電流檢測電阻8。3兩端電壓火3大于峰值包絡運算電路產(chǎn)生的信號時，使開關(guān)管0關(guān)斷，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值受誤差放大器輸出電壓V。胃、輸入電壓。⑴和輸出電壓V。的控制；設(shè)定誤差放大器電路的補償使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，一般為10?20取，誤差放大器輸出信號\胃在半個工頻周期內(nèi)維持不變。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的臨界連續(xù)模式的單位功率因數(shù)反激變換器的控制方法，其特征在于，峰值包絡運算電路的運算時，所述匝比~與輸出電壓V。相乘后的值。，亦可通過反激變換器輔助繞組獲得，呢^。=。。/，其中V。。為反激變換器的輔助繞組電壓，凡3為反激變換器輔助繞組與副邊繞組匝數(shù)的比值。
3.實現(xiàn)權(quán)利要求1或2所述方法的一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置，包括整流橋03、變壓器、控制電路、開關(guān)管0、輸出整流二極管，以及反激變換器的控制電路，其特征在于，所述反激變換器的控制電路包含輸出電壓采樣電路、誤差放大器電路、電流過零檢測電路、？麗產(chǎn)生電路、峰值包絡運算電路；所述？麗產(chǎn)生電路由比較器和尺3-觸發(fā)器組成，誤差放大器的負向輸入端為由民和1？4分壓電阻網(wǎng)絡采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準電壓采樣的輸出信號與基準電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號V。胃；峰值包絡運算電路的輸出乂，連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的負端，原邊開關(guān)管電流檢測電阻I兩端電壓I連接到？麗產(chǎn)生電路中比較器的正端，？麗產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到舊-觸發(fā)器的復位端4端；過零檢測電路的輸入信號為輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號連接到83-觸發(fā)器的置位端-3端。
【文檔編號】H02M1/42GK104467433SQ201410660241
【公開日】2015年3月25日 申請日期:2014年11月18日 優(yōu)先權(quán)日:2014年11月18日
【發(fā)明者】許建平, 何俊鵬, 高旭, 閻鐵生, 高建龍 申請人:西南交通大學