本發(fā)明涉及交流-直流轉(zhuǎn)換器技術(shù)，特別地，本發(fā)明涉及一種輸出恒定的電壓和電流的電源技術(shù)。

背景技術(shù)：

電源是電子設(shè)備與電器的動(dòng)力來(lái)源。電子設(shè)備與電器經(jīng)常需要直流電源供電，因此，將交流電轉(zhuǎn)換為直流電是最為常見(jiàn)的用電需求。

不同的用電設(shè)備對(duì)于直流電源的要求有所不同。家用電器(例如電磁爐)控制電路常常需要5V直流供電電壓(恒壓運(yùn)用)。成都芯源系統(tǒng)有限公司的發(fā)明申請(qǐng)“一種電源轉(zhuǎn)換器及其方法”(申請(qǐng)?zhí)朇N201210327376)闡述了一種輸出恒定電壓的交流直流轉(zhuǎn)換器，該發(fā)明申請(qǐng)沒(méi)有考慮恒壓運(yùn)用中負(fù)載過(guò)重時(shí)如何限制輸出電流。而LED照明電源則需要恒定的直流電流(例如60mA)驅(qū)動(dòng)負(fù)載(恒流運(yùn)用)。上海芯熠微電子有限公司的發(fā)明申請(qǐng)“交流-直流轉(zhuǎn)換器及其方法”(申請(qǐng)?zhí)?01510078564.1)闡述了一種輸出恒定電流的交流直流轉(zhuǎn)換器。該發(fā)明申請(qǐng)僅僅給出了恒流運(yùn)用中負(fù)載過(guò)輕時(shí)如何粗略限制輸出電壓的方法。

對(duì)于恒壓運(yùn)用，當(dāng)輸出過(guò)載(例如負(fù)載短路)時(shí)，如果輸出平均電流等于一個(gè)預(yù)設(shè)的電流，則可以有效避免出現(xiàn)因輸出電流過(guò)大導(dǎo)致負(fù)載發(fā)熱而損壞甚至燒毀的故障。同樣，對(duì)于恒流運(yùn)用，當(dāng)輸出輕載(例如負(fù)載開(kāi)路)時(shí)，如果輸出平均電壓等于一個(gè)預(yù)設(shè)的電壓，則可以有效降低輸出端相關(guān)器件過(guò)壓擊穿的風(fēng)險(xiǎn)。

因此，一個(gè)既具有恒壓、又具有恒流特性的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低廉的交流直流轉(zhuǎn)換器能夠滿(mǎn)足更加廣泛的應(yīng)用需求，而這正是本發(fā)明的目標(biāo)。

圖1是本發(fā)明的交流直流轉(zhuǎn)換器的負(fù)載特性曲線(xiàn)。在全負(fù)載范圍內(nèi)，該交流直流轉(zhuǎn)換器輸出恒定的電壓或電流。當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，轉(zhuǎn)換器輸出恒定的電壓；而負(fù)載較重時(shí)，轉(zhuǎn)換器輸出恒定的電流；在負(fù)載特性曲線(xiàn)的拐點(diǎn)，轉(zhuǎn)換器輸出最大功率。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，提供一種具有恒定輸出電壓或電流的交流-直流轉(zhuǎn)換器。

根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，提出了一種交流-直流轉(zhuǎn)換器，包括：整流器，將交流電壓轉(zhuǎn)換為周期性直流電壓；輸出電容，向負(fù)載提供電流和電壓；高壓開(kāi)關(guān)，工作在截止?fàn)顟B(tài)或?qū)顟B(tài)，與輸出電容串聯(lián)耦合至整流器；控制電路，耦合至整流器、高壓開(kāi)關(guān)和輸出電容，包括電壓檢測(cè)電路、電流檢測(cè)電路和高壓開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路；在一個(gè)直流電壓周期內(nèi)，所述控制電路根據(jù)高壓開(kāi)關(guān)端口電壓與輸出電容電壓決定高壓開(kāi)關(guān)的工作狀態(tài)；控制電路還檢測(cè)流過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電流，當(dāng)一個(gè)直流電壓周期內(nèi)通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電荷總量達(dá)到預(yù)設(shè)值后，禁止高壓開(kāi)關(guān) 在本周期內(nèi)繼續(xù)處于導(dǎo)通狀態(tài)。所述交流-直流轉(zhuǎn)換器輸出恒定的電壓或電流，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低廉。

附圖說(shuō)明

圖1本發(fā)明的交流直流轉(zhuǎn)換器的負(fù)載特性曲線(xiàn)；

圖2為基于本發(fā)明的交流-直流轉(zhuǎn)換器的一個(gè)實(shí)施例示意圖；

圖3為圖2實(shí)施例的交流-直流轉(zhuǎn)換器控制器28的功能示意圖；

圖4為基于本發(fā)明圖2至圖3所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器主要節(jié)點(diǎn)的波形圖；

圖5為基于本發(fā)明的交流-直流轉(zhuǎn)換器的另一個(gè)實(shí)施例示意圖；

圖6為圖5實(shí)施例的交流-直流轉(zhuǎn)換器控制器38的功能示意圖；

圖7為基于本發(fā)明圖5至圖6所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器主要節(jié)點(diǎn)的波形圖；

具體實(shí)施方式

以下詳細(xì)描述本發(fā)明的具體實(shí)施例。實(shí)施例的示例在附圖中給出。應(yīng)當(dāng)注意，這里描述的實(shí)例只是用來(lái)舉例說(shuō)明，并不用于限制本發(fā)明。為了便于透徹理解本發(fā)明，闡述了實(shí)施的細(xì)節(jié)。然而，對(duì)于本領(lǐng)域一般技術(shù)人員顯而易見(jiàn)的是，不必采用這些細(xì)節(jié)也可以實(shí)施本發(fā)明。在實(shí)施例的描述中，為了避免混淆本發(fā)明，對(duì)本領(lǐng)域眾所周知的電路，例如單脈沖發(fā)生器與電流積分器未作具體描述。

在整個(gè)說(shuō)明書(shū)中，對(duì)“一個(gè)實(shí)施例”、“實(shí)施例”、“一個(gè)示例”或“示例”的提及意味著，結(jié)合該實(shí)施例或者示例描述的特定特征、結(jié)構(gòu)或者特性被包含在本發(fā)明至少一個(gè)實(shí)施例中。因此，在整個(gè)說(shuō)明書(shū)的各個(gè)地方出現(xiàn)的短語(yǔ)“在一個(gè)實(shí)施例中”、“在實(shí)施例中”、“一個(gè)示例”或“示例”不一定都指同一個(gè)實(shí)施例或者示例。此外，可以以任何適當(dāng)?shù)慕M合和(或)子組合將特定的特征、結(jié)構(gòu)或者特性組合在一個(gè)或者多個(gè)實(shí)施例或者示例中。因此，本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在此提供的附圖都是為了說(shuō)明目的，并且附圖不一定是按照比例繪制的。應(yīng)當(dāng)指出，當(dāng)稱(chēng)元件“耦合到”另一元件時(shí)，它可以直接耦合到另一元件，也可以存在中間元件。相反，當(dāng)稱(chēng)元件“直接耦合到”另一元件時(shí)，不存在中間元件。相同或類(lèi)似的附圖標(biāo)記表示相同或類(lèi)似的元件或具有相同或類(lèi)似操作的元件。

圖2為根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的交流-直流轉(zhuǎn)換器20的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。如圖2所示，交流-直流轉(zhuǎn)換器20包括：整流器21，耦合至交流電，將交流電壓Vac轉(zhuǎn)換為周期性的直流電壓Vdc；輸出電容22，耦合至負(fù)載29，向負(fù)載提供電流IL和電壓VL；高壓MOS晶體管23，具有控制端口(柵極G)和功率端口(漏極D與源極S)，與輸出電容22串聯(lián)耦合至直流電壓Vdc；高壓MOS晶體管23具有兩種工作狀態(tài)：截止?fàn)顟B(tài)和導(dǎo)通狀態(tài)。截止?fàn)顟B(tài)用于阻止整流器21向輸出電容22和負(fù)載29傳輸電荷，導(dǎo)通狀態(tài)用于允許整流器21向輸出電容22和負(fù)載29傳輸電荷；交流-直流轉(zhuǎn)換器20還包括：第一分壓電阻25，耦合至高壓MOS晶體管23的功率端口(漏極和源極)，用于檢測(cè)高壓MOS晶體管23的功率端口電壓VDS。由于整流后的直流電壓Vdc是一個(gè)周期性變化的電壓信號(hào)，當(dāng)需要MOS管23導(dǎo)通時(shí)，選擇VDS電壓較低的時(shí)刻使其從截止?fàn)顟B(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)可以減小高壓MOS管23的導(dǎo)通損耗；交流-直流轉(zhuǎn)換器20 還包括：第二分壓電阻26，耦合至整流器，用于檢測(cè)整流器的輸出電壓Vdc，進(jìn)而得到輸出電壓VL。當(dāng)輸入交流電壓Vac＞VL時(shí)，輸出電壓VL＝Vdc-VDS，當(dāng)輸入交流電壓Vac＜VL時(shí)，輸出電壓VL＝Vdc，因而通過(guò)第一分壓電阻25和第二分壓電阻26及其相應(yīng)檢測(cè)電路可以檢測(cè)輸出電壓VL；交流-直流轉(zhuǎn)換器20還包括：第一電流檢測(cè)電阻27，耦合至高壓MOS晶體管23的源極(S)和參考地之間，用于檢測(cè)流過(guò)高壓MOS晶體管23的電流，將該電流對(duì)時(shí)間積分可以得到通過(guò)高壓MOS晶體管23的電荷量；

圖2所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器20還包括：控制器28，具有電壓檢測(cè)端VS和VD、電流檢測(cè)端CS和輸出端OUT，OUT耦合至高壓MOS晶體管23的控制端柵極(G)，電壓檢測(cè)端VS和VD分別耦合至第一分壓電阻25和第二分壓電阻26?？刂破?8可以是一個(gè)單片集成電路，也可以與第一、第二分壓電阻、電流檢測(cè)電阻或高壓開(kāi)關(guān)組合構(gòu)成一個(gè)集成度更高的單片集成電路。控制器28在一個(gè)直流電壓周期內(nèi)通過(guò)VS和VD端分別檢測(cè)高壓MOS晶體管28的功率端口電壓VDS和整流器輸出電壓Vdc，決定高壓MOS晶體管23是否導(dǎo)通以及從截止?fàn)顟B(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)刻；控制器28通過(guò)CS端檢測(cè)第一電流檢測(cè)電阻27上的電壓，得出流過(guò)高壓MOS晶體管23的電流Ics，將Ics對(duì)時(shí)間積分得到通過(guò)高壓MOS晶體管23的電荷量；當(dāng)一個(gè)直流周期內(nèi)通過(guò)高壓MOS晶體管23的電荷總量達(dá)到第一預(yù)設(shè)值Q時(shí)，控制器28使高壓MOS晶體管23從導(dǎo)通狀態(tài)切換為截止?fàn)顟B(tài)，并維持到下一個(gè)直流電壓周期。

圖3為圖2實(shí)施例中控制器28的功能示意圖。圖4為基于本發(fā)明圖2至圖3所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器主要節(jié)點(diǎn)的波形圖，圖中一個(gè)直流電壓周期從直流電壓的波峰處開(kāi)始計(jì)算。以下結(jié)合圖2至圖4對(duì)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。

本發(fā)明實(shí)施例實(shí)現(xiàn)恒定輸出電壓的方法為：通過(guò)圖2所示第一分壓電阻25、第二分壓電阻26以及控制器28中相應(yīng)的電路在一個(gè)直流電壓周期的某一時(shí)刻檢測(cè)輸出電壓VL，如果檢測(cè)到的輸出電壓大于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，則禁止當(dāng)前或之后周期高壓開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)。如果檢測(cè)到的VL電壓低于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，則允許高壓開(kāi)關(guān)在當(dāng)前直流電壓周期處于導(dǎo)通狀態(tài)。如果當(dāng)前直流電壓周期的VL＜VLmean，則當(dāng)高壓開(kāi)關(guān)功率端口電壓VDS小于第二預(yù)設(shè)電壓VDSon時(shí)，將高壓開(kāi)關(guān)從截止?fàn)顟B(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)。

具體地，在本發(fā)明圖2至圖4所示的實(shí)施例中，選擇高壓開(kāi)關(guān)的功率端口電壓VDS等于第二預(yù)設(shè)電壓VDSon的時(shí)刻進(jìn)行輸出電壓VL檢測(cè)，以盡量共用電路資源。如圖3所示，VL檢測(cè)電路包括由第一比較器和單脈沖發(fā)生器組成的高壓開(kāi)關(guān)端口電壓VDS檢測(cè)電路281、由第二比較器2812組成的Vdc檢測(cè)電路以及第一D觸發(fā)器2813，第一RS觸發(fā)器283。在VDS電壓從高向低穿越第二預(yù)設(shè)電壓VDSon時(shí)，2811中的第一比較器負(fù)輸入端VS穿越Vref1，該第一比較器輸出從低變高，單脈沖發(fā)生器在輸出端S產(chǎn)生一個(gè)正脈沖；在脈沖上升沿時(shí)刻，第二比較器2812的輸出狀態(tài)被存入D觸發(fā)器2813。D觸發(fā)器2813的輸出R1為高表征負(fù)載電壓VL大于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，R-S觸發(fā)器283在當(dāng)前直流電壓周期內(nèi)維持復(fù)位狀態(tài)，OUT輸出低電平，禁止當(dāng)前直流電壓周期內(nèi)為輸出電容補(bǔ)充電荷，直到下一個(gè)直流電壓周期繼續(xù)檢測(cè)輸出電壓VL；圖4波形中第一個(gè)直流電壓周期(等于1/2交流電周期T)對(duì)應(yīng)這種情況；在一個(gè)直流電壓周期內(nèi)，僅當(dāng)輸出電壓VL低于第一預(yù)設(shè)值VLmean的條件下才為輸出電容補(bǔ) 充第一預(yù)設(shè)電荷量Q。這就保證了負(fù)載較輕時(shí)輸出電壓VL圍繞VLmean波動(dòng)，因此基于本發(fā)明的交流-直流轉(zhuǎn)換器在輕載時(shí)輸出恒定的平均電壓。簡(jiǎn)單推理可得

VDSon＝(1+Rs1/Rs2)*Vref1

VLmean＝(1+Rd1/Rd2)*Vref2-(1+Rs1/Rs2)*Vref1

當(dāng)檢測(cè)到輸出電壓VL大于VLmean后，經(jīng)過(guò)一個(gè)或多個(gè)不為輸出電容補(bǔ)充電荷的直流電壓周期，VL就會(huì)下降到VLmean之下。這樣，一個(gè)新的直流周期開(kāi)始后，圖3中VL檢測(cè)電路中D觸發(fā)器2813的輸出R1變?yōu)榈?；這表征在當(dāng)前直流電壓周期內(nèi)允許為輸出電容補(bǔ)充電荷，因而R-S觸發(fā)器283在VDS電壓等于VDSon(VS電位等于Vref1)時(shí)被2811的輸出S置位，同時(shí)電流積分器282被復(fù)位，高壓開(kāi)關(guān)23開(kāi)始導(dǎo)通。輸出電容22的充電電流和負(fù)載電流經(jīng)過(guò)第一電流檢測(cè)電阻Rcs在CS端產(chǎn)生電壓，電流積分器282計(jì)算通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)23的電荷量；當(dāng)一個(gè)直流電壓周期內(nèi)通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)23的電荷總量達(dá)到第一預(yù)設(shè)電荷量Q時(shí)，電流積分器282輸出端R2產(chǎn)生一個(gè)脈沖將R-S觸發(fā)器283復(fù)位，當(dāng)前周期的電荷傳遞過(guò)程結(jié)束，如圖4中第二個(gè)直流電壓周期Tdc(等于1/2交流電周期T)所示；在系統(tǒng)正常工作狀態(tài)下，不論負(fù)載有多重，每一個(gè)直流電壓周期通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電荷總量等于第一預(yù)設(shè)電荷量Q；而通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電荷在穩(wěn)態(tài)下等于通過(guò)負(fù)載的電荷。由于交流電壓的周期T是固定的，因而整流后直流電壓周期也是固定的，所以重載下的負(fù)載平均電流是恒定的。對(duì)于圖2所示的全波整流實(shí)施例，

ILmean＝Q/Tdc＝2*Q/T

也就是說(shuō)，基于本發(fā)明圖2至圖4的實(shí)施例的交流-直流轉(zhuǎn)換器在重載下具有恒流特性。

因此，基于本發(fā)明可以精確控制平均輸出電壓和平均輸出電流。當(dāng)用于驅(qū)動(dòng)發(fā)光二極管時(shí)，恒定的平均輸出電流可以實(shí)現(xiàn)發(fā)光亮度不隨輸入交流電壓幅度波動(dòng)而改變，也不隨發(fā)光二極管導(dǎo)通電壓的變化而改變。恒定的平均輸出電壓使發(fā)光二極管開(kāi)路時(shí)輸出電壓受到限制，輸出電容不被擊穿。

在圖2至圖4所示的實(shí)施例中高壓開(kāi)關(guān)端口電壓VDS檢測(cè)電路還包括第三比較器288(圖3)，其作用是，當(dāng)VDS電壓低過(guò)第三預(yù)設(shè)電壓VDSoff時(shí)(VS電壓低于Vref3，Vref3＜Vref1)，通過(guò)與門(mén)284切斷驅(qū)動(dòng)電路286對(duì)圖2高壓開(kāi)關(guān)23柵極的驅(qū)動(dòng)電流，降低輸出下拉電阻287上的損耗，減小控制電路在交流電壓Vac低于輸出電壓VL時(shí)段的工作電流。由于圖2中輸出電容22中存在等效串聯(lián)電阻(ESR，equivalent serial resistance)，當(dāng)圖3中第一比較器2811輸出從低變高時(shí)，圖2中高壓開(kāi)關(guān)管23從截至狀態(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)，輸出電容22中等效串聯(lián)電阻兩端的電壓從0變?yōu)檎?，?dǎo)致VS電壓產(chǎn)生向下跳變。如果VS跳變電壓低至Vref3，第三比較器288會(huì)出現(xiàn)誤翻轉(zhuǎn)，導(dǎo)致出現(xiàn)高壓開(kāi)關(guān)管23反復(fù)導(dǎo)通關(guān)斷的異常狀態(tài)，因此圖3中第三比較器288的參考電壓Vref3與第一比較器2811的參考電壓Vref1需要有足夠的電壓差值。

圖5為根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例30的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。如圖5所示，交流-直流轉(zhuǎn)換器30包括：整流器31，耦合至交流電，將交流電壓Vac轉(zhuǎn)換為周期性的直流電壓Vdc；輸出 電容32，耦合至負(fù)載391，向負(fù)載提供電流IL和電壓VL；高壓MOS晶體管33，具有控制端口(柵極G)和功率端口(漏極D與源極S)，與輸出電容32串聯(lián)耦合至直流電壓Vdc；高壓MOS晶體管33具有兩種工作狀態(tài)：截止?fàn)顟B(tài)和導(dǎo)通狀態(tài)。截止?fàn)顟B(tài)用于阻止整流器31向輸出電容32和負(fù)載391傳輸電荷，導(dǎo)通狀態(tài)用于允許整流器31向輸出電容32和負(fù)載391傳輸電荷；交流-直流轉(zhuǎn)換器30還包括：第一分壓電阻35，耦合至高壓MOS晶體管33的功率端口(漏極和源極)，用于檢測(cè)高壓MOS晶體管33的功率端口電壓VDS。當(dāng)需要MOS管33導(dǎo)通時(shí)，選擇VDS電壓較低時(shí)使其從截止?fàn)顟B(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)可以減小高壓MOS管33的導(dǎo)通損耗；交流-直流轉(zhuǎn)換器30還包括：?jiǎn)?dòng)電阻36，耦合至整流器，用于為控制器38提供工作電流，并檢測(cè)整流器的輸出電壓Vdc。當(dāng)輸入交流電壓Vac＞VL時(shí)，輸出電壓VL＝Vdc-VDS，當(dāng)輸入交流電壓Vac＜VL時(shí)，輸出電壓VL＝Vdc，因而通過(guò)第一分壓電阻35和啟動(dòng)電阻36及其相應(yīng)的檢測(cè)電路可以檢測(cè)輸出電壓VL；交流-直流轉(zhuǎn)換器30還包括：第一電流檢測(cè)電阻37，耦合至高壓MOS晶體管33的源極(S)和參考地之間，用于檢測(cè)流過(guò)高壓MOS晶體管33的電流，將該電流對(duì)時(shí)間積分后可以得到通過(guò)高壓MOS晶體管33的電荷量；

圖5所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器30還包括：控制器38，具有電壓檢測(cè)端VS、電流檢測(cè)端CS、輸入端VIN、供電端VCC和輸出端OUT，OUT耦合至高壓MOS晶體管33的控制端(柵極G)，電壓檢測(cè)端VS耦合至第一分壓電阻35，輸入端VIN耦合至啟動(dòng)電阻36，供電端VCC耦合至儲(chǔ)能電容39。在一個(gè)直流電壓周期內(nèi)，控制器38通過(guò)VS和VIN分別檢測(cè)高壓MOS晶體管33的功率端口電壓VDS和整流器輸出電壓Vdc，決定高壓MOS晶體管33是否導(dǎo)通以及從截止?fàn)顟B(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)刻；控制器38通過(guò)CS端檢測(cè)第一電流檢測(cè)電阻37上的電壓，得出流過(guò)高壓MOS晶體管33的電流Ics，將Ics對(duì)時(shí)間積分得到通過(guò)高壓MOS晶體管33的電荷量；當(dāng)一個(gè)直流周期內(nèi)通過(guò)高壓MOS晶體管33的電荷總量達(dá)到預(yù)設(shè)值時(shí)，控制器38使高壓MOS晶體管33從導(dǎo)通狀態(tài)切換為截止?fàn)顟B(tài)，并維持到下一個(gè)直流電壓周期。

圖6為圖5實(shí)施例中控制器38的功能示意圖。圖7為基于本發(fā)明圖5至圖6所示的交流-直流轉(zhuǎn)換器主要節(jié)點(diǎn)的波形圖。以下結(jié)合圖5至圖7對(duì)本發(fā)明的這個(gè)實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。

本發(fā)明實(shí)施例實(shí)現(xiàn)恒定輸出電壓的方法為：在一個(gè)直流電壓周期的某一時(shí)刻通過(guò)檢測(cè)流入VIN管腳的輸入電流Iin以及相應(yīng)的VDS電壓檢測(cè)輸出電壓VL，如果檢測(cè)到的輸出電壓大于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，則禁止當(dāng)前或之后周期高壓開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)。如果檢測(cè)到的VL電壓低于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，則當(dāng)高壓開(kāi)關(guān)的功率端口電壓VDS小于第二預(yù)設(shè)電壓VDSon時(shí)，將高壓開(kāi)關(guān)從截止?fàn)顟B(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)。

在本發(fā)明圖5至圖7所示的實(shí)施例中，選擇高壓開(kāi)關(guān)的功率端口電壓VDS等于第二預(yù)設(shè)電壓VDSon的時(shí)刻檢測(cè)輸出電壓VL。如圖6所示，在VDS電壓從高向低穿越第二預(yù)設(shè)電壓VDSon時(shí)，VDS檢測(cè)電路3811中的第一比較器負(fù)輸入端VS穿越第一參考電壓Vref1，該第一比較器輸出從低變高，單脈沖發(fā)生器輸出端S產(chǎn)生一個(gè)正脈沖；在脈沖上升沿時(shí)刻，第二比較器3812A/3812B的輸出狀態(tài)被存入D觸發(fā)器3813。第二比較器實(shí)質(zhì)上是一個(gè)電流比較器，在本實(shí)施例中由電流-電壓轉(zhuǎn)換器3812A和電壓比較器3812B組成；3812B的正輸入端耦合至 電流-電壓轉(zhuǎn)換器3812A。該第二比較器比較輸入電流Iin與第一參考電流Iref1。如果輸入電流Iin在高壓開(kāi)關(guān)功率端口電壓VDS等于第二預(yù)設(shè)電壓VDSon時(shí)刻的值大于m*Iref1(其中m為一個(gè)常數(shù))，比較器3812B的正輸入端電壓大于參考電壓Vref2，D觸發(fā)器3813輸出R1為高，表征負(fù)載電壓VL大于第一預(yù)設(shè)電壓VLmean，R-S觸發(fā)器383維持復(fù)位狀態(tài)，當(dāng)前直流電壓周期內(nèi)禁止為輸出電容補(bǔ)充電荷，直到下一個(gè)直流電壓周期繼續(xù)檢測(cè)輸出電壓VL；圖7波形中第一個(gè)直流電壓周期(等于1/2交流電周期T)對(duì)應(yīng)這種情況；在一個(gè)直流電壓周期內(nèi)，僅當(dāng)輸出電壓VL低于預(yù)設(shè)值VLmean的條件下才為輸出電容補(bǔ)充第一預(yù)設(shè)電荷量Q，從而保證了負(fù)載較輕時(shí)的輸出電壓VL圍繞VLmean波動(dòng)，因此基于本發(fā)明實(shí)施例30的交流-直流轉(zhuǎn)換器在輕載時(shí)輸出恒定的平均電壓VLmean。簡(jiǎn)單推導(dǎo)可得

VDSon＝(1+Rs1/Rs2)*Vref1

VLmean＝Vz+Rst*(m*Iref1)-(1+Rs1/Rs2)*Vref1

其中Vz是供電端VCC鉗位電壓。當(dāng)檢測(cè)到輸出電壓VL大于VLmean后，經(jīng)過(guò)一個(gè)或多個(gè)不為輸出電容補(bǔ)充電荷的直流電壓周期(Tdc)后，VL就會(huì)下降到VLmean之下。這樣，一個(gè)新的直流周期開(kāi)始后，圖6中VL檢測(cè)電路381中D觸發(fā)器3813輸出R1變?yōu)榈停碚髟诋?dāng)前直流電壓周期內(nèi)需要為輸出電容補(bǔ)充電荷；R-S觸發(fā)器383在高壓開(kāi)關(guān)端口電壓VDS從高到低穿過(guò)第一預(yù)設(shè)電壓VDSon(VS電位穿過(guò)Vref1)時(shí)被單脈沖發(fā)生器輸出S置位，同時(shí)電流積分器382被復(fù)位，圖5中的高壓開(kāi)關(guān)33開(kāi)始導(dǎo)通。輸出電容32的充電電流和負(fù)載電流經(jīng)過(guò)第一電流檢測(cè)電阻Rcs在CS端產(chǎn)生電壓，電流積分器382計(jì)算通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)33的電荷量；當(dāng)一個(gè)直流電壓周期內(nèi)通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)33的電荷總量達(dá)到第一預(yù)設(shè)電荷量Q時(shí)，電流積分器382輸出一個(gè)脈沖將R-S觸發(fā)器383復(fù)位，當(dāng)前直流電壓周期的電荷傳遞過(guò)程結(jié)束，如圖7第二個(gè)直流電壓周期Tdc(等于1/2交流電周期T)所示；在系統(tǒng)正常工作狀態(tài)下，不論負(fù)載有多重，每一個(gè)直流電壓周期通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電荷總量等于第一預(yù)設(shè)電荷量Q；而通過(guò)高壓開(kāi)關(guān)的電荷，穩(wěn)態(tài)下等于通過(guò)負(fù)載的電荷。由于交流電壓的周期T是固定的，所以重載下的負(fù)載平均電流是恒定的：

ILmean＝Q/Tdc＝2*Q/T

也就是說(shuō)，基于本發(fā)明圖5至圖7的實(shí)施例的交流-直流轉(zhuǎn)換器在重載下具有恒流特性。

因此，基于本發(fā)明可以精確控制平均輸出電壓和平均輸出電流。當(dāng)用于驅(qū)動(dòng)發(fā)光二極管時(shí)，恒定的平均輸出電流可以實(shí)現(xiàn)發(fā)光亮度不隨輸入交流電壓幅度波動(dòng)而改變，也不隨發(fā)光二極管導(dǎo)通電壓的變化而改變。恒定的平均輸出電壓使得在負(fù)載開(kāi)路時(shí)輸出電壓受到限制，輸出電容不被擊穿。

在圖5至圖7所示的實(shí)施例中高壓開(kāi)關(guān)端口電壓VDS檢測(cè)電路還包括第三比較器388(圖6)，其作用是，當(dāng)VDS電壓低過(guò)第三預(yù)設(shè)電壓VDSoff時(shí)(VS電壓低于Vref3，Vref3＜Vref1)，通過(guò)與門(mén)384切斷驅(qū)動(dòng)電路386對(duì)圖5高壓開(kāi)關(guān)33柵極的驅(qū)動(dòng)電流，降低輸出下拉電阻387上的損耗，減小控制電路在交流電壓Vac低于輸出電壓VL時(shí)間段的工作電流。由于圖5中輸出電容32中存在等效串聯(lián)電阻(ESR)，當(dāng)圖6中第一比較器3811輸出從低變高時(shí)，圖5中 高壓開(kāi)關(guān)管33從截至狀態(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)，輸出電容32中等效串聯(lián)電阻兩端的電壓從0變?yōu)檎?，?dǎo)致VS電壓產(chǎn)生向下的跳變。如果VS跳變電壓低至Vref3，會(huì)導(dǎo)致高壓開(kāi)關(guān)管33反復(fù)導(dǎo)通關(guān)斷的異常狀態(tài)，因此圖6中第三比較器388的參考電壓Vref3與第一比較器3811的參考電壓Vref1需要有足夠的電壓差值。另外，與圖2實(shí)施例不同的是，圖5中檢測(cè)高壓開(kāi)關(guān)33端口電壓VDS的第一分壓電阻35通過(guò)第一電流檢測(cè)電阻37耦合至公共地，在高壓開(kāi)關(guān)33開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)流過(guò)檢測(cè)電阻37的電流抬高了檢測(cè)電阻37上端的電壓，從而對(duì)VS電壓的下沖產(chǎn)生一定的補(bǔ)償。

雖然已經(jīng)根據(jù)上述幾個(gè)典型實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是應(yīng)該理解，所用的術(shù)語(yǔ)是說(shuō)明和示例性的，而不是限制性的術(shù)語(yǔ)。由于本發(fā)明能夠以多種形式具體實(shí)施而不脫離本發(fā)明的精神或?qū)嵸|(zhì)，所以應(yīng)當(dāng)理解，上述實(shí)施例并不限于任何前面所述的具體細(xì)節(jié)，而應(yīng)當(dāng)在權(quán)利要求所限定的精神和范圍內(nèi)廣泛地理解。因此，落入權(quán)利要求或其等效范圍內(nèi)的全部變化和改型都為權(quán)利要求所涵蓋。