本發(fā)明涉及電力變換裝置的控制技術(shù)。該控制技術(shù)例如能夠應(yīng)用于后述的無電容器型(Capacitor-less)逆變器的控制裝置。

背景技術(shù)：

在專利文獻1記載了電動機控制裝置。該電動機控制裝置具有整流部和逆變器。整流部和逆變器經(jīng)由直流鏈路(DC link)相互連接。整流部輸入交流電壓并對其進行全波整流，變換為直流電壓而輸出至直流鏈路。逆變器輸入該直流電壓，將其變換為交流電壓而輸出給電動機。

在直流鏈路設(shè)有具有電抗器和電容器的LC濾波器。更具體地講，電容器和電抗器相互串聯(lián)地連接于整流部的一對輸出端之間，電容器的兩端電壓作為直流電壓輸入逆變器。電容器的靜電電容比所謂平滑電容器的靜電電容小，電容器的兩端電壓具有基于全波整流的脈動成分。這樣，當直流鏈路中設(shè)置的電容器的靜電電容較小的情況下，有時將該直流鏈路以及經(jīng)由該直流鏈路連接的整流部和逆變器統(tǒng)稱為“無電容器型逆變器(capacitor-less inverter)”。

在專利文獻1中，根據(jù)電抗器的兩端電壓控制逆變器，以便降低因LC濾波器的共振而引起的直流電壓的高次諧波成分。例如，對于有關(guān)逆變器的電壓控制率的初始值，進行減去將電抗器的兩端電壓和增益相乘而得的值的校正，計算電壓控制率的目標值。并且，根據(jù)該電壓控制率的目標值和利用公知的方法計算的電壓指令值，生成逆變器的控制信號。因此，電容器的兩端電壓的高次諧波成分降低，進而輸入電動機控制裝置的電流的畸變減小。在本申請中將這樣基于電抗器的電壓的控制也稱為VL控制系統(tǒng)。

在專利文獻2中提出了根據(jù)電容器的兩端電壓抑制輸入逆變器的直流電壓的共振的技術(shù)。

現(xiàn)有技術(shù)文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利第4067021號公報

專利文獻2：日本專利第4750553號公報

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的問題

在專利文獻1所介紹的VL控制系統(tǒng)中，根據(jù)形成LC濾波器的電抗器的電感和電容器的靜電電容決定控制增益。

但是，實際上在與電動機控制裝置連接的電源中也存在阻抗(以下，將該阻抗稱為電源阻抗)。電源阻抗根據(jù)電動機控制裝置所連接的地域或場所而不同。因此，在上述的VL控制系統(tǒng)中，由于電源阻抗的不同，直流鏈路的電壓換言之是逆變器的輸入側(cè)電壓變動，進而控制特性有可能變化。該變化在電源阻抗的電感成分較大時特別顯著。

本發(fā)明正是鑒于上述問題而提出的，其目的在于，不論電源側(cè)的阻抗的大小怎樣，都將直流鏈路的電壓變動的衰減系數(shù)維持為規(guī)定的值。

用于解決問題的手段

本發(fā)明的電力變換控制裝置(3)控制電力變換裝置。該電力變換裝置具有：一對電源線(LH、LL)；電容器(C1)，其設(shè)于所述一對電源線之間；電抗器(L1)，其與所述電容器一起形成扼流圈輸入型的LC濾波器(8)；整流部(1)，其將從電源(E1)輸入的第1交流電壓整流為直流電壓，并輸出給所述LC濾波器；以及功率變換部(2)，其根據(jù)開關(guān)信號(S)將所述電容器的兩端電壓(VC)變換為第2交流電壓。

本發(fā)明的電力變換控制裝置具有：增益設(shè)定部(313A、313B)，其根據(jù)所述電抗器的兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的電流(IL)、以及所述電容器的所述兩端電壓中任意一方的衰減系數(shù)(ζcal)的指令值即衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定控制增益(k)；電壓控制率指令生成部(32)，其對于有關(guān)電壓控制率的指令值(K**)，減去所述電抗器的所述兩端電壓、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、以及所述電容器的所述兩端電壓中任意一方(W2)與所述控制增益之積而進行校正，并作為電壓控制率指令(K*)進行輸出，所述電壓控制率是所述第2交流電壓的振幅與所述電容器的所述兩端電壓的平均值之比；以及開關(guān)信號生成部(33)，其根據(jù)所述電壓控制率指令生成所述開關(guān)信號。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第一方式是，所述電力變換控制裝置還具有電源阻抗估計部(312)，該電源阻抗估計部求出從所述整流部觀察的所述電源側(cè)的阻抗(Z)的估計值(Z^)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計值、所述電抗器(L1)的電感(L)、所述電容器(C1)的靜電電容(C)和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。所述電壓控制率指令生成部(32)從所述指令值(K**)中減去所述控制增益與所述電抗器的所述兩端電壓(VL)之積而輸出所述電壓控制率指令(K*)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第二方式是，在其第一方式中，所述電力變換控制裝置還具有電壓周期計算部(311)，該電壓周期計算部(311)求出所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、以及所述電容器(C1)的所述兩端電壓(VC)中任意一方的振動周期(τ)。并且，所述電源阻抗估計部(312)根據(jù)所述振動周期、所述電感(L)和所述靜電電容(C)求出至少所述估計值(Z^)的電感成分(I)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計值的至少所述電感成分、所述靜電電容和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第三方式是，在其第二方式中，所述電源阻抗估計部(312)還根據(jù)所述電源(E1)的線間電壓(VS)、所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、所述電容器(C1)的兩端電壓(VC)、流過所述電抗器的所述電流(IL)、所述估計值(Z^)的所述電感成分(I)，求出所述估計值(Z^)的電阻成分(r)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計值的所述電感成分及所述電阻成分、所述靜電電容(C)和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第四方式是，所述電力變換控制裝置還具有衰減系數(shù)求解電路(310)，該衰減系數(shù)求解電路(310)將所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、所述電容器(C1)的所述兩端電壓(VC)中任意一方作為測定對象(W1)，求出所述測定對象的所述衰減系數(shù)(ζcal)。所述增益設(shè)定部(313B)根據(jù)從所述衰減系數(shù)指令(ζz)中減去所述衰減系數(shù)而得的偏差(Δζ)，設(shè)定所述控制增益(k)。所述電壓控制率指令生成部(32)將所述指令值(K**)減去所述控制增益與所述測定對象之積而進行校正，并作為所述電壓控制率指令(K*)進行輸出。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第五方式是，在其第四方式中，所述第1交流電壓(VS)是三相，將所述測定對象的所述第1交流電壓的頻率的6次成分去除，求出所述測定對象的所述衰減系數(shù)(ζcal)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第六方式是，在其第五方式中，所述衰減系數(shù)求解電路(310)包括：峰值檢測電路(314)，其檢測所述測定對象(W1)的一對的極大值((a(j)、a(j+m))；以及衰減系數(shù)計算電路(316)，其根據(jù)比在所述一對的所述極大值之間產(chǎn)生的其它極大值的個數(shù)大1的整數(shù)(m)與所述一對的所述極大值彼此之比，求出所述測定對象的對數(shù)衰減率(δ)，并進行根據(jù)所述對數(shù)衰減率求出所述衰減系數(shù)(ζcal)的計算。

發(fā)明效果

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置，不論電源側(cè)的阻抗的大小怎樣，都將電力變換部的輸入側(cè)的電壓變動的衰減系數(shù)維持為期望的值。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第一方式，能夠得到考慮了電源側(cè)的阻抗的大小的電壓控制率指令。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第二方式，能夠得到電源側(cè)的阻抗的估計值的電感成分。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第三方式，能夠得到電源側(cè)的阻抗的估計值的電阻成分。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第四方式，不需估計電源側(cè)的阻抗，即可將電力變換部的輸入側(cè)的電壓變動的衰減系數(shù)維持為期望的值。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第五方式，因在整流部的整流而引起的脈動的影響較小，能夠準確求出衰減系數(shù)。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第六方式，能夠根據(jù)對數(shù)衰減率求出衰減系數(shù)。

本發(fā)明的目的、特征、方面和優(yōu)點，根據(jù)以下的詳細說明和附圖將更加明確。

附圖說明

圖1是示例在第1實施方式及第2實施方式中采用的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。

圖2是示例第1實施方式的增益輸出部及電壓控制率校正部的結(jié)構(gòu)的功能框圖。

圖3是示出圖1的電力變換裝置的簡易的等效電路的電路圖。

圖4是示意地示出電抗器的兩端電壓的波形的曲線圖。

圖5是示出在圖3的等效電路中忽視電源阻抗的情況下的等效電路的電路圖。

圖6是將圖5的等效電路改寫后的框圖。

圖7是將圖3的等效電路改寫后的框圖。

圖8是將圖7的框圖變形得到的框圖。

圖9是將圖8的框圖變形得到的框圖。

圖10是將圖9的框圖變形得到的框圖。

圖11是示出現(xiàn)有技術(shù)中的電源阻抗的電感成分和衰減系數(shù)和控制增益之間的關(guān)系的曲線圖。

圖12是示出第1實施方式的電源阻抗的電感成分和衰減系數(shù)和控制增益之間的關(guān)系的曲線圖。

圖13是現(xiàn)有技術(shù)的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖14是第1實施方式的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖15是示例第2實施方式的增益輸出部及電壓控制率校正部的結(jié)構(gòu)的功能框圖。

圖16是例示測定對象的波形的曲線圖。

圖17是例示增益設(shè)定部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖18是部分地例示作為第2實施方式的變形的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖19是部分地例示作為第3實施方式的第1結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖20是示出不存在因共振而引起的振動時的電容器的兩端電壓的波形的曲線圖。

圖21是部分地例示作為第3實施方式的第2結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖22是示出不存在因共振而引起的振動時流過電抗器的電流的波形的曲線圖。

圖23是部分地例示作為第3實施方式的第3結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖24是示出不存在因共振而引起的振動時的電容器的兩端電壓的波形的曲線圖。

具體實施方式

<1.電力變換裝置的結(jié)構(gòu)>

圖1是例示在下面的實施方式中采用的電力變換裝置的概念性結(jié)構(gòu)的電路圖。該電力變換裝置具有一對電源線LH和LL、LC濾波器8、整流部1、電力變換部2。

LC濾波器8具有電容器C1和電抗器L1。電容器C1設(shè)于電源線LH和電源線LL之間。電抗器L1與電容器C1一起形成扼流圈輸入型的低通濾波器即LC濾波器8。

整流部1將從交流電源E1輸入的N(N為正的整數(shù))相交流電壓變換為直流電壓，將該直流電壓輸出給LC濾波器8。在圖1的示例中，整流部1是二極管整流電路。

另外，整流部1不限于二極管整流電路，也可以是將交流電壓變換為直流電壓的其它AC-DC變換器。例如，能夠采用晶閘管電橋整流電路或PWM(Pulse-Width-Modulation：脈寬調(diào)制)方式的AC-DC變換器。

并且，在圖1的示例中，整流部1是被輸入三相交流電壓的三相的整流電路。然而，輸入整流部1的交流電壓的相數(shù)即整流部1的相數(shù)不限于三相，可以適當設(shè)定。

電力變換部2例如是電壓型逆變器，輸入電源線LH、LL之間的直流電壓(電容器C1的兩端電壓)VC。并且，電力變換部2根據(jù)來自電力變換控制裝置3的開關(guān)信號S將兩端電壓VC變換為交流電壓，將該交流電壓輸出給負載M1。下面，將電力變換部2輸出的交流電壓也稱為輸出電壓。

在圖1中，例如電力變換部2具有三相的、相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間的一對開關(guān)部。在圖1的示例中，一對開關(guān)部Su1、Su2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間，一對開關(guān)部Sv1、Sv2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間，一對開關(guān)部Sw1、Sw2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間。并且，各相的一對開關(guān)部Sx1、Sx2(x代表u、v、w，以下相同)彼此的連接點與負載M1連接。

這些開關(guān)部Sx1、Sx2根據(jù)開關(guān)信號S適當導通或不導通，由此電力變換部2將兩端電壓VC變換為三相交流電壓，將其輸出給負載M1。由此，在負載M1流過三相的交流電流。

負載M1采用例如旋轉(zhuǎn)機(例如感應(yīng)機或者同步機)。并且，在圖1的示例中示出了三相的負載M1，但其相數(shù)不限于此。換言之，電力變換部2不限于三相的電力變換部。

電源線LH、LL作為連接整流部1和電力變換部2的直流鏈路發(fā)揮作用。LC濾波器8設(shè)于該直流鏈路中，但是不需要具有對電力變換部2輸入的電壓即電容器C1的兩端電壓VC進行平滑的功能。換言之，LC濾波器8也可以允許整流部1進行整流后的整流電壓的脈動。

具體而言，兩端電壓VC具有起因于N相交流電壓的整流的脈動成分(例如如果采用全波整流，則是指具有N相交流電壓的頻率的2N倍頻率的脈動成分：下面也將該脈動成分的頻率稱為脈動頻率)。在圖1的示例中，對三相交流電壓進行全波整流，因而兩端電壓VC以三相交流電壓的頻率的6倍頻率進行脈動。即，脈動成分是三相交流電壓的6次成分。

即，作為圖1所示的電力變換裝置，能夠采用所謂無電容器型逆變器。此時，對電容器C1不要求較大的靜電電容。因此，電容器C1能夠采用與電解電容器相比低廉且小型的例如薄膜電容器。

存在如果電容器C1的靜電電容如上所述較小，則LC濾波器8的共振頻率變高的傾向。同樣，存在電抗器L1的電感越小、共振頻率越高的傾向。例如在圖1中，在電容器C1的靜電電容是40μF、電抗器L1的電感是0.5mH的情況下，共振頻率約達到1.125kHz左右。

<2.控制>

下面，對基于電壓控制率的電力變換部2的控制進行說明。此處所講的電壓控制率是示出相對于電力變換部2輸入的電壓、以何種程度的比率輸出交流電壓的值。例如，在設(shè)輸出電壓的振幅為Vm、設(shè)兩端電壓VC的平均值為VC0時，電壓控制率用比值Vm/VC0表示。

電力變換部2進行開關(guān)動作，因而兩端電壓VC隨著開關(guān)而變動。即，在兩端電壓VC產(chǎn)生高次諧波成分。另外，開關(guān)頻率比基于整流的兩端電壓VC的脈動頻率高，因而此處所講的高次諧波成分的頻率比脈動頻率高。

該電力變換裝置如上所述具有由電容器C1和電抗器L1形成的LC濾波器8。因此，由于該LC濾波器8所貢獻的共振現(xiàn)象，兩端電壓VC的高次諧波成分的變動幅度增大。

考慮這樣的兩端電壓VC的高次諧波成分的變動控制電壓控制率、特別是根據(jù)電抗器L1的兩端電壓VL控制電壓控制率，這在例如專利文獻1中是公知的。

在第1實施方式中最新提出了不僅考慮LC濾波器8對上述共振現(xiàn)象的貢獻，也考慮交流電源E1的電源阻抗Z的貢獻。并且，在第2實施方式中提出了與電源阻抗Z無關(guān)地控制兩端電壓VC的衰減系數(shù)的技術(shù)。

另外，考慮電流從電源線LL流入整流部1、電流向電源線LH流出，作為兩端電壓VL將電抗器L1的電容器C1側(cè)的電位用作基準。

<3.控制結(jié)構(gòu)>

說明具體的控制結(jié)構(gòu)。以下的實施方式的電力變換器在電力變換控制裝置3的控制下進行動作。關(guān)于電力變換控制裝置3的結(jié)構(gòu)，以框圖形式與電力變換器一起記述在圖1中。

在該電力變換裝置設(shè)有電抗器電壓檢測部4、電流檢測部5。

電抗器電壓檢測部4檢測電抗器L1的兩端電壓VL，例如將對其實施模擬/數(shù)字變換得到的信息輸出給電力變換控制裝置3。

電流檢測部5檢測電力變換部2輸出的交流電流(流過負載M1的交流電流)，例如將對其實施模擬/數(shù)字變換得到的信息輸出給電力變換控制裝置3。

在圖1的示例中，電力變換部2輸出三相(u相、v相、w相)的交流電流，檢測其中二相(u相、v相)的交流電流iu、iv。三相的交流電流之和的理想狀態(tài)是零，因而電力變換控制裝置3能夠根據(jù)二相的交流電流iu、iv計算剩余的一相的交流電流iw。根據(jù)這些電流生成開關(guān)信號S的目的可適當采用公知的方法。

電力變換控制裝置3具有增益輸出部31、電壓控制率指令生成部32、開關(guān)信號生成部33。

電力變換控制裝置3例如構(gòu)成為包括微處理器和存儲裝置。微處理器執(zhí)行在程序中記述的各處理步驟(換言之步驟)。上述存儲裝置例如能夠由ROM(Read Only Memory：只讀存儲器)、RAM(Random Access Memory：隨機存取存儲器)、能夠改寫的非易失性存儲器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、硬盤裝置等各種存儲裝置中的一個或者多個構(gòu)成。該存儲裝置存儲各種信息或數(shù)據(jù)等，并且存儲微處理器執(zhí)行的程序，而且提供用于執(zhí)行程序的作業(yè)區(qū)域。另外，微處理器也能夠理解成作為與程序中記述的各個處理步驟對應(yīng)的各種單元發(fā)揮作用，或者也能夠理解成實現(xiàn)與各個處理步驟對應(yīng)的各種功能。

并且，電力變換控制裝置3不限于此，也可以由硬件實現(xiàn)通過電力變換控制裝置3執(zhí)行的各種步驟或者要實現(xiàn)的各種單元或各種功能的一部分或者全部。

增益輸出部31也輸入表示兩端電壓VL的信息及電抗器衰減系數(shù)的指令即衰減系數(shù)指令ζz、或者電抗器L1的電感L、電容器C1的靜電電容C，并設(shè)定控制增益z。但是如后面所述，也可以對增益輸出部31提供兩端電壓VC或者流過電抗器的電流的信息，以替代兩端電壓VL。

衰減系數(shù)指令ζz是與兩端電壓VC相對于從交流電源E1輸入的交流電壓的線間電壓即電源電壓VS的傳遞函數(shù)中的衰減系數(shù)有關(guān)的指令值。增益輸出部31通過后述的各實施方式的處理，設(shè)定諸如實現(xiàn)所輸入的衰減系數(shù)指令ζz的控制增益k。

電壓控制率指令生成部32輸入控制增益k和兩端電壓VL，根據(jù)它們輸出使電力變換部2的電壓控制率達到其指令值K**所需要的電壓控制率指令K*。具體而言，對于指令值K**，通過減去控制增益k與兩端電壓VL之積而進行校正，由此得到電壓控制率指令K*。但是，在第2實施方式中，也可以對電壓控制率指令生成部32提供兩端電壓VC或者流過電抗器L1的電流的信息，以替代兩端電壓VL。

<4.第1實施方式>

圖2是例示第1實施方式的增益輸出部31及電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的一例的功能框圖。

增益輸出部31具有電壓周期計算部311、電源阻抗估計部312、增益設(shè)定部313A。

電壓周期計算部311得到兩端電壓VL的振動周期τ。電源阻抗估計部312求出電源阻抗Z(此處指從整流部1觀察的交流電壓E1側(cè)的阻抗)的估計值Z^。例如，能夠根據(jù)兩端電壓VL的振動周期τ和電感L和靜電電容C求出估計值Z^。關(guān)于該估計值Z^的具體求解方法在后面進行說明。

增益設(shè)定部313A根據(jù)估計值Z^、電感L、靜電電容C和衰減系數(shù)指令ζz，設(shè)定控制增益k并進行輸出。

電壓控制率指令生成部32具有乘法器321和減法器322。乘法器321求出控制增益k與兩端電壓VL之乘積k·VL。減法器322從指令值K**中減去乘積k·VL，求出電壓控制率指令K*，將其輸出給開關(guān)信號生成部33。

開關(guān)信號生成部33根據(jù)電壓控制率指令K*生成有關(guān)電力變換部2輸出的交流電壓的電壓指令。開關(guān)信號生成部33還將例如該電壓指令與載波進行比較，生成開關(guān)信號S。將開關(guān)信號S輸出給電力變換部2。開關(guān)信號生成部33的動作是利用公知的方法(例如專利文獻1)實現(xiàn)的，因而在此省略其詳情。

如上所述得到基于電壓控制率指令K*的輸出電壓。因此，能夠抑制兩端電壓VC的高次諧波成分。而且，輸出電壓是根據(jù)考慮電源阻抗Z來校正指令值K**而得的電壓控制率指令K*而設(shè)定的，因而無論電源阻抗Z的大小怎樣，都將電力變換部2的輸入側(cè)的電壓(兩端電壓VC)的變動的衰減系數(shù)維持為期望的衰減系數(shù)指令ζz。

下面，例示用于求出估計值Z^的具體方法。

圖3示出圖1的電力變換裝置的簡易的等效電路。其中，負載M1是感應(yīng)性負載，將電力變換部2和負載M1統(tǒng)一理解為電流源20。電源阻抗Z用在各相中串聯(lián)存在于交流電源E1和整流部1之間的電阻成分r和電感成分I表示。也一并記述了流過電抗器L1的電流IL、流過電容器C1的電流IC、電流源20流出的電流I0、在電源阻抗Z中產(chǎn)生的電壓VZ。

在該等效電路中，電抗器L1與電感成分I的二相部分一起和電容器C1串聯(lián)連接。因此，也考慮電源阻抗Z，用式(1)求出等效電路中的共振頻率。

[數(shù)式1]

圖4是示意地示出兩端電壓VL的波形的曲線圖。橫軸采用時間t。在此，以整流部1進行三相電壓的全波整流的情況為例，設(shè)電源電壓VS的頻率為F，兩端電壓VL的變動較大的周期用脈動頻率的倒數(shù)1/(6F)表示。在式(1)中求出的共振頻率fc的倒數(shù)1/fc可以理解為兩端電壓VL的變動較小的周期τ。下面，設(shè)該周期τ為振動周期，與用脈動頻率的倒數(shù)表示的周期(1/(6F))區(qū)分處理。

這樣的兩端電壓VL的振動周期τ是在電壓周期計算部311取得的。具體而言，根據(jù)兩端電壓VL的相鄰的極值彼此間的時間求出振動周期τ。例如，如圖4例示的那樣，能夠?qū)⑾噜彽臉O大值彼此間的時間直接用作振動周期τ?；蛘撸部梢圆捎孟噜彽臉O小值和極大值之間的時間的2倍期間作為振動周期τ。

特別是在無電容器型逆變器中，靜電電容C較小，因而兩端電壓VC不易變平滑，在電源阻抗Z和LC濾波器產(chǎn)生的共振現(xiàn)象顯著。因此，從提高求出振動周期τ的精度的觀點講，在本實施方式中也是適合采用無電容器型逆變器。

根據(jù)式(1)和τ＝1/fc的關(guān)系，根據(jù)式(2)求出電感成分I。

[數(shù)式2]

這樣根據(jù)電容器C1的靜電電容C、電抗器L1的電感L和振動周期τ估計電源阻抗Z(特別是其電感成分I)。這樣的電源阻抗Z的估計即估計值Z^的取得是在電源阻抗估計部312中進行。這樣為了取得估計值Z^，在本實施方式中向增益輸出部31不僅輸入衰減系數(shù)指令ζz，而且也輸入電抗器L1的電感L和電容器C1的靜電電容C。

下面，對本實施方式的動作進行更詳細的說明。為了容易理解該說明，首先分析以往不考慮電源阻抗Z的情況。

圖5示出在圖3的等效電路中忽視電源阻抗Z時的等效電路。這也可以理解為在專利文獻1示出的等效電路。因此，如專利文獻1所示，通過導入控制增益k，將電流I0設(shè)定為值(-k·VL)，圖5的等效電路被改寫為圖6的框圖。另外，導入拉普拉斯變量s。

根據(jù)圖6，用式(3)～(5)表示傳遞函數(shù)G(s)＝VC/VS。另外，導入忽視了電源阻抗Z時的衰減系數(shù)ζ，其值應(yīng)該設(shè)定較大的值，因而將[(2ζ√(LC)s+1)]/[(ζ+√(ζ²-1))√(LC)s+1)]近似為1進行處理。

[數(shù)式3]

[數(shù)式4]

[數(shù)式5]

另外，本實施方式的圖3的等效電路是對圖6的框圖追加考慮了電壓VZ的單元，被改寫為圖7的框圖。對其進行變形得到圖8的結(jié)構(gòu)。進一步對圖8的結(jié)構(gòu)進行變形而得到圖9的結(jié)構(gòu)。

在圖9中，用虛線包圍的部分與現(xiàn)有技術(shù)的圖6的結(jié)構(gòu)相同。因此，這部分的傳遞函數(shù)(采用以往通過使衰減系數(shù)ζ較大而實現(xiàn)的近似)用式(3)～(5)表示。因此，圖9的結(jié)構(gòu)進一步變形為圖10的結(jié)構(gòu)。

因此，用式(6)表示本實施方式的傳遞函數(shù)。

[數(shù)式6]

根據(jù)式(6)求出的衰減系數(shù)指令ζz，參照式(4)，用式(7)表示。

[數(shù)式7]

以往的衰減系數(shù)ζ較大，因而式(7)的分子中的第1項(Cr)相對于分子中的第2項可以忽視。再參照式(5)，用式(8)表示衰減系數(shù)指令ζz。

[數(shù)式8]

這樣，根據(jù)忽視了電源阻抗Z的電阻成分r的近似處理，由電源阻抗Z的電感成分I、電容器C1的靜電電容C、電抗器L1的電感L、衰減系數(shù)指令ζz決定控制增益k。

按照式(2)所示估計電源阻抗Z的電感成分I。因此，通過輸入期望的衰減系數(shù)指令ζz來設(shè)定控制增益k。該設(shè)定如上所述是在增益設(shè)定部313A中進行的。

這樣，根據(jù)振動周期τ、電感L和靜電電容C得到估計值Z^的電感成分I。

當然，也能夠估計電源阻抗Z的電阻成分r。例如，也可以使用如下所述估計出的電阻成分r，將式(8)的分子與項(Cr)相加來決定衰減系數(shù)指令ζz。

具體而言，參照圖3，電源電壓VS、兩端電壓VL和VC、電流IL、電源阻抗Z的電阻成分r及電感成分I之間存在式(9)的關(guān)系。因此，如果按照以上所述估計出電感成分I，則能夠使用該式得到估計值Z^的電阻成分r。

[數(shù)式9]

即，增益設(shè)定部313A能夠使用估計值Z^的至少電感成分I或者也使用電阻成分r，設(shè)定控制增益k。

圖11是示出電感成分I的值和衰減系數(shù)ζ和控制增益k之間的關(guān)系的曲線圖。圖11是將控制增益k設(shè)定為固定值1的情況，相當于現(xiàn)有技術(shù)。

圖12是示出電感成分I的值和衰減系數(shù)指令ζz和控制增益k之間的關(guān)系的曲線圖。圖12是根據(jù)式(8)設(shè)定了控制增益k的情況，相當于本實施方式的技術(shù)。

兩者的橫軸均采用電感成分I的2倍的值2I。并且，2·I＝0.0001[H](即I＝0.05[mH])時的衰減系數(shù)ζ、衰減系數(shù)指令ζz彼此相等。并且，此時的控制增益k在圖11和圖12中是相同的。并且，設(shè)定為電阻成分r＝0。

在圖11所示的曲線圖中，電感成分I越大，衰減系數(shù)ζ越低。與此相對，在圖12所示的曲線圖中可知，無論電感成分I怎樣，衰減系數(shù)指令ζz都被維持。因此，根據(jù)本實施方式可知，與現(xiàn)有技術(shù)不同，能夠設(shè)定控制增益k使得無論電感成分I怎樣都能維持期望的衰減系數(shù)指令ζz。

圖13和圖14都是傳遞函數(shù)G(s)的波特圖。圖13是控制增益k固定的情況，相當于現(xiàn)有技術(shù)。圖14是根據(jù)式(8)設(shè)定控制增益k的情況，相當于本實施方式的技術(shù)。

圖13中的曲線Q1、Q3及圖14中的曲線Q5、Q7示出I＝0.05[mH]的情況，圖13中的曲線Q2、Q4及圖14中的曲線Q6、Q8示出I＝0.2[mH]的情況。都設(shè)定為電阻成分r＝0。

在圖13所示的曲線圖中可知，電感成分I越大越容易共振。與此相對，在圖14所示的曲線圖中可知，電感成分越大越不容易共振。因此，根據(jù)本實施方式可知，與現(xiàn)有技術(shù)不同，無論電感成分I怎樣，都能抑制輸入電力變換部2的兩端電壓VC的變動。

優(yōu)選的一種處理是：在使負載M1進行期望的運轉(zhuǎn)動作之前，設(shè)定前驅(qū)期間，在該前驅(qū)期間中使用臨時的指令值K**、臨時的衰減系數(shù)指令ζz來驅(qū)動電力變換裝置。由此，增益設(shè)定部313A能夠得到估計值Z^，在以后的期望的運轉(zhuǎn)動作中得到上述的效果。

另外，在圖1的示例中，電抗器L1比電容器C1更靠整流部1側(cè)設(shè)于電源線LH。但是，不限于此，在設(shè)于電源線LL時，上述的說明也是適合的。

這樣，在本實施方式中通過使用考慮了電源阻抗Z的電壓控制率指令K*控制電力變換部2，無論電源阻抗Z的大小怎樣，都能將電力變換部2的輸入側(cè)的電壓變動的衰減系數(shù)ζ維持為期望的值(衰減系數(shù)指令ζz)。

對于無電容器型逆變器，兩端電壓VC不易變平滑。因此，振動周期τ也可以從兩端電壓VC得到，而不是從兩端電壓VL。更具體地講，根據(jù)兩端電壓VC的相鄰的極值彼此間的時間求出振動周期τ即可?；蛘?，也可以從電流IL同樣地得到振動周期τ。因為鑒于圖3所示的等效電路，認為兩端電壓VL、VC、電流IL都以相同的振動周期τ進行振動。兩端電壓VC和電流IL的檢測能夠使用公知的技術(shù)實現(xiàn)。

如使用式(2)所示，在電感成分I的估計中使用振動周期τ。并且，在式(3)～(9)中未出現(xiàn)振動周期τ。因此，由式(8)決定的控制增益k，也可以根據(jù)從兩端電壓VL、VC、電流IL哪一方求出的振動周期τ決定。即，電壓周期計算部311在求出振動周期τ時，也可以求出兩端電壓VC的振動周期τ或者電流IL的振動周期τ，而不是兩端電壓VL的振動周期τ。即，也可以向增益輸出部31輸入兩端電壓VC或者電流IL的信息，以取代兩端電壓VL的信息。

并且，基于圖6所示的框圖的式(3)是以使用控制增益k和兩端電壓VL之積為前提的。因此，不論控制增益k是根據(jù)從兩端電壓VL、VC、電流IL哪一方求出的振動周期τ決定的，都利用控制增益k和兩端電壓VL之積來校正指令值K**，并得到電壓控制率指令K*。

<5.第2實施方式>

在本實施方式中采用對衰減系數(shù)自身進行評價，將衰減系數(shù)變更為其指令值即衰減系數(shù)指令ζz的技術(shù)。因此，不需要在第1實施方式中示出的電源阻抗Z的估計。

圖15是示出第2實施方式的增益輸出部31及電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的一例的功能框圖。

在本實施方式中，增益輸出部31具有峰值檢測電路314、計數(shù)器315、衰減系數(shù)計算電路316、增益設(shè)定部313B。將峰值檢測電路314、計數(shù)器315、衰減系數(shù)計算電路316統(tǒng)一理解為衰減系數(shù)求解電路310，衰減系數(shù)求解電路310擔負后面詳細說明的求出衰減系數(shù)ζcal的功能。

在本實施方式中采用的電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，與第1實施方式的結(jié)構(gòu)相同。

將兩端電壓VC、VL及電流IL任意一方作為測定對象W1輸入增益輸出部31。增益輸出部31根據(jù)測定對象W1和衰減系數(shù)指令ζz設(shè)定控制增益k，并輸出控制增益k。

將兩端電壓VC、VL及電流IL任意一方作為針對控制增益k的被乘數(shù)W2輸入電壓控制率指令生成部32。電壓控制率指令生成部32通過從指令值K**減去被乘數(shù)W2與控制增益k之積k·W2，對指令值K**進行校正，得到電壓控制率指令K*。

測定對象W1和被乘數(shù)W2都是從兩端電壓VC、VL及電流IL中選擇任意一方，既可以相互一致，也可以不同。但是，如后面所述，優(yōu)選對測定對象W1進行濾波處理，這一點與被乘數(shù)W2不同。

峰值檢測電路314檢測測定對象W1的極大值a(i)(例如，i為正整數(shù))并進行保存。峰值檢測電路314對計數(shù)器315進行例如檢測出極大值的通知G。

圖16是例示測定對象W1的波形的曲線圖。測定對象W1隨著時間t的經(jīng)過而振動并衰減。因此，準確求出衰減系數(shù)ζcal所需要的極大值必須是在測定對象W1衰減的中途取得的極大值。因此，在峰值檢測電路314連續(xù)取得的一對極大值表示時間性增加的情況下，峰值檢測電路314對計數(shù)器315提供將計數(shù)器315復(fù)位成初始值(例如i＝1)的復(fù)位信號R。

計數(shù)器315接受被復(fù)位時的通知G，由此對峰值檢測電路314提供輸出指令H。峰值檢測電路314對應(yīng)該輸出指令H，將極大值a(j)輸出給衰減系數(shù)計算電路316或者存儲在峰值檢測電路314中。

計數(shù)器315接受包括被復(fù)位時的通知G在內(nèi)的第(m+1)次的通知G，由此對峰值檢測電路314提供輸出指令H。峰值檢測電路314對應(yīng)該輸出指令H，將極大值a(j+m)輸出給衰減系數(shù)計算電路316或者存儲在峰值檢測電路314中。

一對極大值a(j)、a(j+m)既可以在如上所述每當對峰值檢測電路314提供輸出指令H時分別輸出給衰減系數(shù)計算電路316，也可以在被提供通知G的定時作為一對輸出給衰減系數(shù)計算電路316。例如，在對計數(shù)器315提供復(fù)位信號R時的通知G中，也可以將在產(chǎn)生復(fù)位信號R之前被存儲在峰值檢測電路314中的一對極大值a(j)、a(j+m)輸出給衰減系數(shù)計算電路316。

在圖16中也一并記述了振動周期τ、及m個振動周期τ的期間m·τ。在測定對象W1中，在一對極大值a(j)、a(j+m)之間產(chǎn)生(m-1)個極大值。鑒于此，衰減系數(shù)計算電路316根據(jù)比個數(shù)(m-1)大1的整數(shù)m和一對極大值a(j)、a(j+m)彼此之比a(j)/a(j+m)，利用式(10)求出測定對象W1的對數(shù)衰減率δ。其中，記號“In()”表示圓括弧內(nèi)的自然對數(shù)(以納比爾數(shù)為底的對數(shù))。

[數(shù)式10]

衰減系數(shù)ζcal是使用對數(shù)衰減率δ和圓周率π根據(jù)式(11)求出的。其中，近似的等號(約等于)適合于衰減系數(shù)ζcal比1足夠小的情況。

[數(shù)式11]

這樣得到的衰減系數(shù)ζcal也可以理解為測定對象W1的衰減系數(shù)的測定值。

當然，衰減系數(shù)計算電路316也可以暫且不求出對數(shù)衰減率δ，而使用將式(10)代入式(11)得到的式子求出衰減系數(shù)ζcal。

圖17是例示增益設(shè)定部313B的結(jié)構(gòu)的框圖。增益設(shè)定部313B具有減法器3131和增益決定部3132。減法器3131從衰減系數(shù)指令ζz中減去衰減系數(shù)ζcal而得到偏差Δζ。增益決定部3132決定在偏差Δζ越大時越提高控制增益k。但是，如果不對控制增益k的變動幅度設(shè)定限制，對指令值K**進行校正的效果將會過剩，故不是優(yōu)選。因此，優(yōu)選增益決定部3132一并具有作為設(shè)定了上限及下限的限制器的功能。

鑒于式(1)，認為基于被乘數(shù)W2的共振的衰減系數(shù)與基于測定對象W1的共振的衰減系數(shù)ζcal一致。因此，通過減去根據(jù)衰減系數(shù)ζcal設(shè)定的控制增益k與被乘數(shù)W2之乘積k·W2對指令值K**進行校正，并得到電壓控制率指令K*，由此維持與第1實施方式相同的效果即期望的衰減系數(shù)指令ζz。而且，在本實施方式中不需要估計電源阻抗Z。

但是，由于在測定對象W1中也疊加了基于脈動頻率的變動，因而為了從測定對象W1的極大值準確求出衰減系數(shù)ζcal，期望去除該變動(脈動)的影響。

圖18是部分地例示作為本實施方式的變形的增益輸出部31的結(jié)構(gòu)的框圖。在該變形的增益輸出部31中，采用對圖15所示的結(jié)構(gòu)追加了濾波器317的結(jié)構(gòu)。向峰值檢測電路313輸入降低了低頻帶的頻率成分的測定對象W1，而不是測定對象W1自身。但是，在圖18中省略了圖15所示的衰減系數(shù)計算電路316、增益設(shè)定部313B的圖示(在后述的圖19、圖21、圖23中也一樣)。

濾波器317采用具有如下功能的高通濾波器，即，減少比共振頻率fc(＝1/τ)低的成分，具體而言是減少脈動頻率及比其低的頻率成分。在采用電流IL、兩端電壓VC中任意一方作為測定對象W1的情況下，它們也具有直流成分。而且，該直流成分也通過該高通濾波器而被減少。因此，無論采用電流IL、兩端電壓VL、VC哪一方作為測定對象W1，脈動頻率成分及直流成分對極大值彼此之比a(j)/a(j+m)的影響都較小。因此，能夠準確求出衰減系數(shù)ζcal。

但是，在脈動頻率和共振頻率fc接近的情況下，構(gòu)成保留共振頻率fc的成分而減少脈動頻率的成分這樣的高通濾波器并非易事。因此，在第3實施方式中，采用通過計算從測定對象W1中去除該脈動頻率成分的技術(shù)。

<6.第3實施方式>

圖19是示出第3實施方式的第1結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖19部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第1結(jié)構(gòu)中，采用兩端電壓VC作為測定對象W1。在第1結(jié)構(gòu)中，采用將圖18所示的濾波器317置換為脈動成分去除部318a和直流成分去除電路319的結(jié)構(gòu)。

對脈動成分去除部318a被提供電源電壓VS的信息(在圖中為了簡化起見，該信息也用記號VS表示)。因此，能夠進行從交流電源E1輸入的N相交流電壓的相位ωt(t表示時間，ω表示角頻率)、振幅的有效值Vn的計算。

下面，說明不存在起因于共振的振動、損耗被忽視時的兩端電壓VC的值VCh。由于存在整流部1進行整流后的整流電壓的脈動成分，因而導入相位ωt的函數(shù)D(ωt)。

[數(shù)式12]

圖20是示出從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進行全波整流時的值VCh的波形的曲線圖。實線表示值VCh的波形，虛線表示三相交流電壓的波形。

圖20例示的值VCh是具有周期π/3的周期函數(shù)。在這種情況下，相位ωt的函數(shù)D(ωt)用下式(13)表示。

[數(shù)式13]

D(ωt)＝sin(ωt-p·π/3)

(其中(p+1)·π/3≤ωt≤(_p+2)·π/3)…(13)

通過將兩端電壓VC除以該值VCh，起因于整流的脈動成分被從測定對象W1中被去除。

根據(jù)圖20也可以理解到，值VCh具有直流成分，因此兩端電壓VC也具有直流成分。該直流成分通過直流成分去除電路319被去除。

即使是脈動頻率和共振頻率fc接近的情況下，如上所述也能夠利用脈動成分去除部318a和直流成分去除電路319的功能實現(xiàn)與濾波器317相同的功能。

圖21是示出本實施方式的第2結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖20部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第2結(jié)構(gòu)中，W1采用電流IL作為測定對象。在第2結(jié)構(gòu)中，采用將圖19所示的脈動成分去除部318a置換為脈動成分去除部318b的結(jié)構(gòu)。

圖22是示出不存在起因于共振的振動、損耗被忽視時的電流IL的值ILh的波形的曲線圖。在此，假定從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進行全波整流的情況。圖22例示的值ILh是具有周期π/3的周期函數(shù)。

對脈動成分去除部318b提供電源電壓VS的信息、和分別成為電力變換部2的輸出電壓、輸出電流的指令值的指令值V*、I*。指令值V*、I*在電力變換控制裝置3中采用公知的技術(shù)。因此，在電力變換控制裝置3的內(nèi)部將指令值V*、I*提供給脈動成分去除部318b。

輸入電力變換部2的功率Pinv作為值ILh、VCh之積，用下式(14)表示。

[數(shù)式14]

Pinv＝VCh·ILh …(14)

理想狀態(tài)下的電力變換部2沒有損耗，輸入的功率Pinv與電力變換部2的輸出功率相等。該輸出功率能夠用以指令值V*、I*為變量的已知函數(shù)J(V*、I*)表示，因而下式(15)成立。

[數(shù)式15]

通過將電流IL除以該值ILh，起因于整流的脈動成分被從測定對象W1中去除。

根據(jù)圖22也可以理解到，值ILh具有直流成分，因此電流IL也具有直流成分。該直流成分通過直流成分去除電路319被去除。

即使是脈動頻率和共振頻率fc接近的情況下，如上所述也能夠利用脈動成分去除部318a和直流成分去除電路319的功能實現(xiàn)與濾波器317相同的功能。

圖23是示出本實施方式的第3結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖23部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第3結(jié)構(gòu)中，測定對象W1采用兩端電壓VL。在第3結(jié)構(gòu)中，采用將圖21所示的脈動成分去除部318b和直流成分去除電路319置換為脈動成分去除部318c的結(jié)構(gòu)。與脈動成分去除部318b一樣，對脈動成分去除部318c提供電源電壓VS的信息、指令值V*、I*。

圖24是示出不存在起因于共振的振動、損耗被忽視時的兩端電壓VL的值VLh的波形的曲線圖。在此，假定從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進行全波整流的情況。圖22例示的值VLh是具有周期π/3的周期函數(shù)。

使用電流式(12)～(15)根據(jù)下式(16)求得值VLh。

[數(shù)式16]

通過將兩端電壓VL除以該值VLh，起因于整流的脈動成分被從測定對象W1中去除。

另外，兩端電壓VL與電流ILh的微分值成比例，因而不具有直流成分。因此，不需要直流成分去除電路319。

如上所述，在第2實施方式及第3實施方式的第1結(jié)構(gòu)～第3結(jié)構(gòu)中，在得到控制增益k時，盡管有時使用電感L，但不使用靜電電容C。因此，能夠省略如在圖1中示出的向增益輸出部31輸入靜電電容C。

并且，在第2實施方式及第3實施方式的第1結(jié)構(gòu)和第2結(jié)構(gòu)中，在得到控制增益k時，電感L和靜電電容C都不使用。因此，能夠省略如在圖1中示出的向增益輸出部31輸入電感L和靜電電容C。

對本發(fā)明進行了詳細說明，但上述說明是所有方面的示例，本發(fā)明不限于此。可以理解，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下，能夠想到?jīng)]有例示的無數(shù)變形例。