本發(fā)明涉及開(kāi)關(guān)電源裝置，該開(kāi)關(guān)電源裝置作為將輸入電壓變換為期望的電壓并供給電子設(shè)備的絕緣型變換器發(fā)揮作用。

背景技術(shù)：

(單端正激變換器(single ended forward converter))

以往，作為能夠?qū)⑤斎腚妷鹤儞Q為期望的電壓并得到輸出電壓的絕緣型變換器，已知有單端正激變換器(專利文獻(xiàn)1)。

如圖17所示，單端正激變換器100構(gòu)成為主變壓器104的一次繞組104a和主開(kāi)關(guān)元件106與輸入電源102連接。主變壓器104的二次繞組104b與具有正向側(cè)(forward side)同步整流元件108和旁路側(cè)(flywheel side)同步整流元件110的整流電路107、及具有輸出扼流圈112和輸出電容器114的平滑電路111連接，輸出電容器114與負(fù)載連接，從而得到輸出電力。

控制電路116是產(chǎn)生固定的開(kāi)關(guān)頻率的PWM控制電路，控制主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通、截止。

正向側(cè)同步整流元件108和旁路側(cè)同步整流元件110由同步整流元件驅(qū)動(dòng)電路122和柵極放電電路120控制導(dǎo)通及截止，同步整流元件驅(qū)動(dòng)電路122具有接受在主變壓器104的三次繞組104c產(chǎn)生的電壓而進(jìn)行動(dòng)作的開(kāi)關(guān)元件126、二極管128及穩(wěn)壓二極管130，柵極放電電路120具有開(kāi)關(guān)元件122和信號(hào)傳遞用變壓器124。

正向側(cè)同步整流元件108與主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通及截止同步地被導(dǎo)通及截止。旁路側(cè)同步整流元件110在主開(kāi)關(guān)元件106截止時(shí)被導(dǎo)通、在主開(kāi)關(guān)元件106導(dǎo)通時(shí)被截止。旁路側(cè)同步整流元件110的截止和主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通(對(duì)應(yīng)于正向側(cè)同步整流元件108的導(dǎo)通)是通過(guò)延遲電路118設(shè)置死區(qū)時(shí)間進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。

由輸入電源102供給的電力根據(jù)主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通及截止，作為斷續(xù)電力供給主變壓器104。主變壓器104的一次繞組104a和二次繞組104b是在正向耦合(forward coupling)中使用，主開(kāi)關(guān)元件106導(dǎo)通時(shí)的電力從一次繞組104a傳遞給二次繞組104b。

整流電路107及平滑電路111對(duì)在主變壓器104的正向耦合中傳送的電力進(jìn)行整流及平滑，由此生成輸出電力Vo。輸出電力Vo是根據(jù)輸入電壓Vin、主變壓器104中的一次繞組104a的圈數(shù)N1和二次繞組104b的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)、及主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通占空比duty決定的。

Vo＝(N2/N1)·Vin·duty

單端正激變換器100以固定的開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行動(dòng)作，能夠按照主開(kāi)關(guān)元件106的導(dǎo)通占空比(on duty)控制輸出電壓，因而能夠以簡(jiǎn)單的控制電路(PWM控制電路)進(jìn)行動(dòng)作。并且，由于將主變壓器104用作正激變壓器，因而變壓器的轉(zhuǎn)換效率較高。

(LLC共振變換器)

以往，作為能夠?qū)⑤斎腚妷鹤儞Q為規(guī)定的電壓并得到輸出電壓的絕緣型變換器的另一種方式有LLC共振變換器(專利文獻(xiàn)2)。

圖18示出以往的LLC共振變換器(專利文獻(xiàn)2)。在LLC共振變換器中設(shè)置的主變壓器T1的一次繞組N1與共振電容器C1和共振電感器L1的串聯(lián)共振電路連接。開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2成為以約50％的占空比對(duì)稱且交替地導(dǎo)通、截止的半橋電路，以使共振電容器C1、共振電感器L1及主變壓器T1處于共振狀態(tài)的方式控制開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的開(kāi)關(guān)頻率。

主變壓器T1的二次繞組N2與具有整流元件D3、D4的中央抽頭式的全波整流電路、及具有輸出電容器Co的平滑電路連接，輸出電容器Co與負(fù)載連接。

驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2的控制電路202成為頻率調(diào)制控制電路(PFM控制電路)，以通過(guò)與差分放大器203的輸出電壓和基準(zhǔn)電壓的誤差電壓對(duì)應(yīng)的VCO(電壓控制振蕩器)的控制使輸出電壓成為規(guī)定的值的方式控制開(kāi)關(guān)頻率。此時(shí)，以使共振電容器C1、共振電感器L1及主變壓器T1始終處于共振狀態(tài)的方式控制開(kāi)關(guān)頻率。

LLC共振變換器與圖17所示的單端正激變換器不同，開(kāi)關(guān)元件Q1、Q2以軟開(kāi)關(guān)(soft switching)動(dòng)作進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，因而不存在開(kāi)關(guān)損耗的增大和電涌電壓的產(chǎn)生等。因此，能夠得到高效率、低噪聲的開(kāi)關(guān)電源。

現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)1：日本特開(kāi)2012－100490號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)2：日本特開(kāi)平08－066025號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)3：日本特開(kāi)2014－060850號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的問(wèn)題

但是，圖17所示的以往的單端正激變換器是在硬開(kāi)關(guān)(hard switching)中使用主開(kāi)關(guān)元件，能夠觀察到開(kāi)關(guān)損耗的增大和電涌電壓的產(chǎn)生等，因而存在效率的降低和產(chǎn)生較大的噪聲這樣的問(wèn)題。

與此相對(duì)，圖18所示的以往的LLC共振變換器的開(kāi)關(guān)元件以軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，因而不存在開(kāi)關(guān)損耗的增大或電涌電壓的產(chǎn)生等，能夠得到高效率、低噪聲的開(kāi)關(guān)電源。

但是，以往的LLC共振變換器需要進(jìn)行開(kāi)關(guān)頻率的控制，使得即使在輸入電壓或負(fù)載電流等條件變化的情況下也能維持共振狀態(tài)，因此需要復(fù)雜且高價(jià)的控制電路。

并且，在輸入電壓、輸出電壓、負(fù)載電流等變化的情況下，當(dāng)使開(kāi)關(guān)頻率變化的控制無(wú)法跟上時(shí)，產(chǎn)生所謂“共振偏離”。在產(chǎn)生“共振偏離”時(shí)，開(kāi)關(guān)元件不能進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，而處于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，并引發(fā)擊穿電流流過(guò)的現(xiàn)象，對(duì)開(kāi)關(guān)元件造成由于巨大的電涌電壓引起的壓力，在最壞的情況下將引發(fā)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)電源裝置故障這樣的不良情況。

并且，LLC共振變換器的頻率調(diào)制方式存在測(cè)定系統(tǒng)影響波及到測(cè)定器等處理微小信號(hào)的設(shè)備的問(wèn)題。例如，在AD變換器的采樣率與開(kāi)關(guān)頻率接近時(shí)，也存在AD變換器的變換誤差增大的問(wèn)題。

本發(fā)明的目的在于提供開(kāi)關(guān)電源裝置，對(duì)于絕緣型變換器電路實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率、低噪聲及低成本。

用于解決問(wèn)題的手段

(開(kāi)關(guān)電源裝置)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈上設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其特征在于，

扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈中流過(guò)的電流在正向及負(fù)向這兩個(gè)方向上流過(guò)，

所述開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置了具有如下功能的開(kāi)關(guān)控制電路：設(shè)置死區(qū)時(shí)間使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止。

(防止產(chǎn)生對(duì)負(fù)載過(guò)大電流的電涌)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈上設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其特征在于，

扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈中流過(guò)的電流在正向及負(fù)向這兩個(gè)方向上流過(guò)，

所述開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置：

開(kāi)關(guān)控制電路，其進(jìn)行如下控制：設(shè)置死區(qū)時(shí)間而使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止；

極性檢測(cè)電路，其檢測(cè)扼流圈的極性而輸出極性檢測(cè)信號(hào)；以及

主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路，其進(jìn)行控制，使得在極性檢測(cè)電路輸出極性檢測(cè)信號(hào)時(shí)，保留開(kāi)關(guān)控制電路輸出的主開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通信號(hào)而使截止繼續(xù)。

其中，開(kāi)關(guān)電源裝置還設(shè)置有電流限制電路，在開(kāi)關(guān)周期的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)置主開(kāi)關(guān)元件的截止期間，限制最大輸出電流。

(再生動(dòng)作)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈上設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其特征在于，

扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈中流過(guò)的電流在正向及負(fù)向這兩個(gè)方向上流過(guò)，

所述開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置有：

主開(kāi)關(guān)控制電路，其進(jìn)行如下控制：設(shè)置死區(qū)時(shí)間使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止，并且在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)置換流元件的截止期間；

極性檢測(cè)電路，其檢測(cè)扼流圈的極性而輸出極性檢測(cè)信號(hào)；以及

換流元件導(dǎo)通保留控制電路，其進(jìn)行控制，使得在極性檢測(cè)電路輸出極性檢測(cè)信號(hào)時(shí)，保留開(kāi)關(guān)控制電路輸出的換流元件的導(dǎo)通信號(hào)使截止繼續(xù)。

發(fā)明效果

(基本效果)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其中，扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈流過(guò)的電流跨越零點(diǎn)在正向及負(fù)向雙方流過(guò)，該開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置具有如下功能的開(kāi)關(guān)控制電路：設(shè)置死區(qū)時(shí)間使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止，因而在一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路中，將與扼流圈(一次繞組)連接的電容器用作緩沖電容器，在主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通時(shí)，在扼流圈中蓄積勵(lì)磁能量，在換流元件導(dǎo)通時(shí)，將扼流圈的勵(lì)磁能量和緩沖電容器的電荷能量從輸出扼流圈的二次繞組傳送至負(fù)載側(cè)。此時(shí)，扼流圈作為正激變壓器與反激變壓器同時(shí)進(jìn)行動(dòng)作，并處于一次繞組和二次繞組相結(jié)合的狀態(tài)，因而緩沖電容器和輸出電容器的電壓成為按照扼流圈(變壓器)的一次繞組和二次繞組的圈數(shù)比而成比例的關(guān)系，能夠?qū)崿F(xiàn)絕緣型變換器的動(dòng)作。

并且，設(shè)定輸出扼流圈的電感值，使得在輸出電流為零至額定值(額定電流)的范圍中，能夠在扼流圈的電流朝向負(fù)方向的狀態(tài)下使換流元件截止，因而通過(guò)對(duì)主開(kāi)關(guān)元件和換流元件設(shè)置死區(qū)時(shí)間進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，能夠抽取主開(kāi)關(guān)元件的寄生電容值，因而能夠進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低成本的開(kāi)關(guān)電源裝置。

并且，即使是輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等變化時(shí)也以固定頻率進(jìn)行動(dòng)作，能夠以主開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通占空比控制輸出電壓，因而控制電路也能夠容易低成本地實(shí)現(xiàn)。

并且，不會(huì)產(chǎn)生單端正激變換器的問(wèn)題即電涌電壓，因而能夠適宜耐壓較低的MOS-FET等半導(dǎo)體元件(導(dǎo)通電阻較小的半導(dǎo)體元件)，有助于高效率化，也能夠降低開(kāi)關(guān)噪聲。

并且，由于不需要以往的LLC共振變換器所需要的頻率調(diào)制控制，因而能夠低成本地構(gòu)成控制電路，并以固定頻率進(jìn)行動(dòng)作，所以在用于計(jì)測(cè)設(shè)備等時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生計(jì)測(cè)誤差等的不良影響。

并且，根據(jù)輸出扼流圈的電感值的設(shè)定，對(duì)主開(kāi)關(guān)元件和換流元件設(shè)定死區(qū)時(shí)間而使進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，由此即使是輸入電壓、輸出電壓、負(fù)載電流等變化時(shí)，也不會(huì)如LLC共振變換器那樣對(duì)開(kāi)關(guān)元件施加過(guò)大的沖擊。

(防止產(chǎn)生對(duì)負(fù)載過(guò)大電流的電涌的效果)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈流過(guò)的電流跨越零點(diǎn)在正向及負(fù)向雙方流過(guò)，該開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置了：開(kāi)關(guān)控制電路，其進(jìn)行如下控制：設(shè)置死區(qū)時(shí)間使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止；極性檢測(cè)電路，其檢測(cè)扼流圈的極性而輸出極性檢測(cè)信號(hào)；以及主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路，其進(jìn)行控制，使得在極性檢測(cè)電路輸出極性檢測(cè)信號(hào)時(shí)，保留開(kāi)關(guān)控制電路輸出的主開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通信號(hào)而使截止繼續(xù)，因而即使是將要流過(guò)最大輸出電流值以上的電流的情況下，也能在電流不流過(guò)換流元件的寄生二極管的狀態(tài)下使主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通，因而不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。

并且，由于不產(chǎn)生電涌電壓，因而作為主開(kāi)關(guān)元件及換流元件而使用的MOS-FET等半導(dǎo)體元件能夠使用低耐壓且導(dǎo)通電阻較低的半導(dǎo)體元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率的開(kāi)關(guān)電源裝置。

其中，開(kāi)關(guān)電源裝置還設(shè)置有電流限制電路，在開(kāi)關(guān)周期的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)置主開(kāi)關(guān)元件的截止期間，限制最大輸出電流，因而能夠一并具備過(guò)電流保護(hù)功能，即扼流圈的電流峰值不會(huì)由于主開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間而受到限制而成為開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期以上，抑制過(guò)大的電流流過(guò)的功能。

(再生動(dòng)作的效果)

本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置作為一次側(cè)電路構(gòu)成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開(kāi)關(guān)元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構(gòu)成如下的電路：在扼流圈設(shè)置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，扼流圈的電感值被設(shè)定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時(shí)，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)使在扼流圈流過(guò)的電流跨越零點(diǎn)在正向及負(fù)向雙方流過(guò)，該開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)置有：開(kāi)關(guān)控制電路，其進(jìn)行控制，使得設(shè)置死區(qū)時(shí)間使主開(kāi)關(guān)元件及換流元件以規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止，并且在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)置換流元件的截止期間；極性檢測(cè)電路，其檢測(cè)扼流圈的極性而輸出極性檢測(cè)信號(hào)；以及換流元件導(dǎo)通保留控制電路，其進(jìn)行控制，使得在極性檢測(cè)電路輸出極性檢測(cè)信號(hào)時(shí)，保留開(kāi)關(guān)控制電路輸出的換流元件的導(dǎo)通信號(hào)而使截止繼續(xù)，因而能夠?qū)崿F(xiàn)具有從輸出側(cè)向輸入側(cè)再生電力的功能的、低噪聲高效率的開(kāi)關(guān)電源裝置。

該再生動(dòng)作在對(duì)開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出側(cè)施加了比開(kāi)關(guān)電源裝置輸出的輸出電壓設(shè)定值高的電壓的情況下，和當(dāng)在輸出側(cè)安裝了大容量的電容器的狀態(tài)下急劇降低輸出電壓設(shè)定值的情況下等產(chǎn)生。

并且，本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置能夠利用再生動(dòng)作實(shí)現(xiàn)雙向開(kāi)關(guān)電源裝置。

并且，本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源裝置即使是在再生動(dòng)作中，只要是成為再生電流的輸出扼流圈的電流跨越零點(diǎn)而變化的狀態(tài)，就不會(huì)在主開(kāi)關(guān)元件及換流元件的寄生二極管流過(guò)恢復(fù)電流(recovery current)，因而不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于進(jìn)行主開(kāi)關(guān)元件及換流元件的寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的雙向開(kāi)關(guān)電源裝置。

并且，即使是在流過(guò)較大的再生電流的情況下，換流元件也不會(huì)在電流流過(guò)主開(kāi)關(guān)元件的寄生二極管的過(guò)程中導(dǎo)通，因而不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于不產(chǎn)生電涌電壓，因而主開(kāi)關(guān)元件和換流元件能夠使用低耐壓且導(dǎo)通電阻較低的MOS-FET等半導(dǎo)體元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率且具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置。

并且，扼流圈的再生電流的峰值由于受到換流元件的導(dǎo)通時(shí)間限制而不會(huì)達(dá)到開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期以上，因而能夠一并具備抑制過(guò)大的再生電流流過(guò)的功能即再生過(guò)電流保護(hù)功能。

附圖說(shuō)明

圖1是示出作為絕緣型變換器發(fā)揮作用的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

圖2是關(guān)于圖1示出輸出電流為零時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖3是將輸出電流為零時(shí)的開(kāi)關(guān)1個(gè)周期的電路動(dòng)作分為期間A～F進(jìn)行示出的說(shuō)明圖。

圖4是關(guān)于圖1示出輸出電流較大時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖5是將輸出電流較大時(shí)的開(kāi)關(guān)1個(gè)周期的電路動(dòng)作分為期間A～F進(jìn)行示出的說(shuō)明圖。

圖6是示出具有針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

圖7是示出沒(méi)有針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖8是示出在未設(shè)置針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能的圖1的實(shí)施方式中輸出電流超過(guò)額定電流的期間G、H的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

圖9是示出設(shè)置了針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能的圖6的實(shí)施方式的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖10是示出保留圖9的主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通的期間I的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

圖11是示出具備針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能和過(guò)電流保護(hù)功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

圖12是示出在沒(méi)有針對(duì)過(guò)大再生電流的電涌電壓防止功能時(shí)的再生電流為額定電流以下的情況和超過(guò)額定電流的情況的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖13是示出圖12的期間J、K及期間L、M的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

圖14是示出具備針對(duì)過(guò)大再生電流的電涌電壓防止功能和過(guò)電流保護(hù)功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

圖15是示出圖14的實(shí)施方式的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖。

圖16是示出保留圖15的換流元件導(dǎo)通的期間N的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

圖17是示出以往的單端正激變換器的電路框圖。

圖18是示出以往的LLC共振變換器的電路框圖。

具體實(shí)施方式

[開(kāi)關(guān)電源裝置的結(jié)構(gòu)]

圖1是示出作為絕緣型變換器發(fā)揮作用的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

(功率電路)

如圖1所示，本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置設(shè)有同步整流升壓降壓扼流電路10作為一次側(cè)的功率電路。同步整流升壓降壓扼流電路10將使用了MOS-FET的主開(kāi)關(guān)元件14和扼流圈18的串聯(lián)電路與輸入電源12并聯(lián)連接，將緩沖電容器20和使用了MOS-FET的換流元件16的串聯(lián)電路與扼流圈18并聯(lián)連接。

作為開(kāi)關(guān)電源裝置的二次側(cè)的功率電路是如下的電路結(jié)構(gòu)：在扼流圈18設(shè)置二次繞組22，將使用了二極管的整流元件26和輸出電容器24的串聯(lián)電路與二次繞組22連接，從輸出電容器24的兩端得到負(fù)載28的輸出電力。

扼流圈18具有作為電感器進(jìn)行動(dòng)作的期間和作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的期間。在作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的情況下，扼流圈18成為變壓器的一次繞組，在下面的說(shuō)明中，在作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的情況下，將扼流圈18表述為扼流圈(一次繞組)18。

并且，主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16由于MOS-FET的半導(dǎo)體元件結(jié)構(gòu)，在各自的源極-漏極之間并行產(chǎn)生寄生二極管60、64和寄生電容器62、66。

另外，在本實(shí)施方式中，主開(kāi)關(guān)元件14配置在高電平側(cè)，但也可以配置在低電平側(cè)。并且，扼流圈18和緩沖電容器20如果是串聯(lián)的，則也可以交換地配置。整流元件26和輸出電容器24也一樣，如果是串聯(lián)的，也可以交換地配置。

一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通時(shí)，在扼流圈18蓄積勵(lì)磁能量。并且，在換流元件16導(dǎo)通(主開(kāi)關(guān)元件14截止)時(shí)，將扼流圈18的勵(lì)磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22傳送至負(fù)載28側(cè)。此時(shí)，扼流圈18的勵(lì)磁能量的一部分被傳送至緩沖電容器20。

在換流元件16導(dǎo)通時(shí)，扼流圈18作為反激變壓器(flyback transformer)進(jìn)行動(dòng)作，由此將在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通時(shí)所蓄積的勵(lì)磁能量釋放，同時(shí)作為將緩沖電容器20的能量傳送至二次側(cè)的正激變壓器進(jìn)行動(dòng)作。

即，開(kāi)關(guān)電源裝置進(jìn)行如下的動(dòng)作：在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通、換流元件16截止的期間，在扼流圈18中蓄積勵(lì)磁能量，在換流元件16導(dǎo)通、主開(kāi)關(guān)元件14截止的期間，將在扼流圈18和緩沖電容器20中蓄積的能量傳送至輸出電容器24。

作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的扼流圈18處于通過(guò)扼流圈18將一次繞組和二次繞組22相結(jié)合的狀態(tài)，因而成為緩沖電容器20和輸出電容器24相結(jié)合的狀態(tài)。因此，各個(gè)電容器的電壓成為按照作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)而成比例的值。

由開(kāi)關(guān)電源裝置的一次側(cè)的功率電路構(gòu)成對(duì)緩沖電容器20的同步整流升壓降壓扼流電路10，因而緩沖電容器20的電壓VCb能夠使用求出同步整流升壓降壓扼流電路的輸出電壓用的一般的計(jì)算式求出，并由輸入電壓Vin和主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比duty決定，如式(1)所示。

[算式1]

VCb：緩沖電容器20的電壓

Vin：輸入電壓

duty：主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比

緩沖電容器20和輸出電容器24成為按照作為變壓器進(jìn)行動(dòng)作的扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)而成比例的值，因而開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出電壓Vo由式(2)決定。

[算式2]

Vo：開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出電壓

VCo：輸出電容器24的電壓

N1：扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)

N2：二次繞組22的圈數(shù)

(開(kāi)關(guān)控制電路)

開(kāi)關(guān)控制電路30由開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路(脈寬調(diào)制電路)36、第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路40、換流控制用逆變器42構(gòu)成。

開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32具有振蕩電路31，輸出規(guī)定的開(kāi)關(guān)頻率fsw的時(shí)鐘信號(hào)E1。

三角角波產(chǎn)生電路34具有串聯(lián)連接使用了MOS-FET的開(kāi)關(guān)元件44、電阻46和電容器48而成的充電放電電路，在振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1的朝向L電平的下降沿將開(kāi)關(guān)元件44截止，經(jīng)由電阻46對(duì)電容器48充電而生成直線增加的信號(hào)電壓，然后在振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1的朝向H電平的上升沿將開(kāi)關(guān)元件44導(dǎo)通，使電容器46放電復(fù)位，由此生成以振蕩電路31的振蕩周期而反復(fù)的三角波信號(hào)E2。

PWM電路36輸入成為輸出電壓與規(guī)定的基準(zhǔn)電壓的差分電壓的占空比控制信號(hào)E3及來(lái)自三角波產(chǎn)生電路34的三角波信號(hào)E2，輸出具有與占空比控制信號(hào)E3的信號(hào)電平對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通占空比的PWM信號(hào)E4，控制主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通、截止。

來(lái)自PWM電路36的PWM信號(hào)E4經(jīng)由第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38被輸入換流控制用逆變器42，利用由換流控制用逆變器42反轉(zhuǎn)后的換流控制信號(hào)E7，控制換流元件16使相對(duì)于主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通、截止而互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止。

第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38是將電阻54和電容器56串聯(lián)連接而成的延遲電路，將使PWM信號(hào)E4延遲固定時(shí)間而得的延遲信號(hào)E6輸出至換流控制用逆變器42，并輸出延遲信號(hào)E6在達(dá)到換流控制用逆變器42的閾值電平以下的延遲后成為H電平的換流控制信號(hào)E7，由此在主開(kāi)關(guān)元件14的截止和換流元件16的導(dǎo)通之間設(shè)定規(guī)定的第1死區(qū)時(shí)間。

第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路40具有振蕩電路50和二極管52，使振蕩電路31和振蕩電路50的頻率同步，在即將產(chǎn)生振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1之前從振蕩電路50輸出脈沖信號(hào)E5，由此使產(chǎn)生規(guī)定的第2死區(qū)時(shí)間，在換流元件16的截止和主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通之間設(shè)定第2死區(qū)時(shí)間。

(扼流圈的電感器)

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置在如下的定時(shí)如式(3)所示設(shè)定扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，使得扼流圈18的電流流向輸入電源12，所述定時(shí)是指無(wú)論輸出電流怎樣，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)，在扼流圈18流過(guò)的電流都跨越零點(diǎn)在正向及負(fù)向雙方流過(guò)、并且主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通的定時(shí)。其詳細(xì)情況將在后面的說(shuō)明中得到明確。

[算式3]

Lp：扼流圈(一次繞組)18的電感值

fsw：開(kāi)關(guān)頻率

IoMAX：開(kāi)關(guān)電源裝置的最大輸出電流(額定值)

通過(guò)該電感值Lp的設(shè)定以及對(duì)主開(kāi)關(guān)元件14和換流元件16設(shè)定第1死區(qū)時(shí)間和第2死區(qū)時(shí)間進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，能夠使主開(kāi)關(guān)元件14和換流元件16進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的開(kāi)關(guān)電源裝置。并且，能夠以固定頻率進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作，而且能夠以主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比控制輸出電壓，因而能夠容易且低成本地實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)控制電路30。

[開(kāi)關(guān)電源裝置的動(dòng)作]

(輸出電流為零時(shí)的動(dòng)作)

圖2是對(duì)于圖1示出輸出電流為零時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，圖3是將輸出電流為零時(shí)的開(kāi)關(guān)1個(gè)周期的電路動(dòng)作分為期間A～F進(jìn)行示出的說(shuō)明圖。

其中，在圖2的(a)～(l)示出了振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1、振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5、輸入PWM電路36的三角波信號(hào)E2和占空比控制信號(hào)E3、從PWM電路36輸出的PWM信號(hào)E4、第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38的延遲信號(hào)E6、主開(kāi)關(guān)元件14的柵極-源極間電壓VGS1、換流元件16的柵極-源極間電壓VGS2、主開(kāi)關(guān)元件14的漏極-源極間電壓VDS1、換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2、整流元件26的兩端電壓VKA、整流元件26的電流I及扼流圈18的扼流圈電流IL。并且，圖3將圖2中作為開(kāi)關(guān)的時(shí)刻t1～t2的1個(gè)周期的電路動(dòng)作分為A～F這6個(gè)期間而示出。

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置在通過(guò)成為無(wú)負(fù)載而不流過(guò)輸出電流的情況下，電流不流過(guò)二次繞組22，因而能夠?qū)⒁淮蝹?cè)的功率電路理解為將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10。

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置通過(guò)開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32以他激式進(jìn)行控制。開(kāi)關(guān)頻率fsw固定的同步整流升壓降壓扼流電路10中的緩沖電容器20的電壓VCb，由輸入電壓Vin和主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比duty決定，成為與前述式(1)相同的下式(4)。

[算式4]

并且，在輸出電流Io為零時(shí)，在扼流圈18流過(guò)的電流ICb的平均值成為零。并且，緩沖電容器20和輸出電容器24成為扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比的倍數(shù)的關(guān)系。

開(kāi)關(guān)電源裝置在以無(wú)負(fù)載進(jìn)行動(dòng)作時(shí)是扼流圈18的電流朝向正向的狀態(tài)，如期間A的最后時(shí)所示，主開(kāi)關(guān)元件14截止。在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間B，由此蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷被回收。

在期間C的最初時(shí)的換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，寄生電容器66的電荷被抽取，因而換流元件16能夠進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

在期間D的最后時(shí)的換流元件16截止的定時(shí)，扼流圈18的電流朝向負(fù)向。

在換流元件16截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時(shí)間的期間E，由此蓄積在主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62中的電荷被回收。在期間F的主開(kāi)關(guān)元件14首次導(dǎo)通的定時(shí)，寄生電容器62的電荷被抽取，因而主開(kāi)關(guān)元件14能夠進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

下面，更詳細(xì)地說(shuō)明該期間A～F的動(dòng)作。

(期間A的動(dòng)作)

在輸出電流Io為零的情況下，如圖2的期間A所示，圖2(f)的VGS1成為H電平，由此主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通，并且圖2(g)的VGS2成為L(zhǎng)電平，由此換流元件16截止，圖2(l)的扼流圈電流IL朝向正向增加。

此時(shí)，如圖3(期間A)中箭頭所示，電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14、扼流圈18及輸入電源12的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，在扼流圈18中蓄積能量。

在期間A之間，在圖2(c)所示的三角波信號(hào)E2與占空比控制信號(hào)E3的電平相交時(shí)，圖2(d)的PMW信號(hào)E4從H電平下降至L電平，圖2(f)的VGS1從H電平成為L(zhǎng)電平，如期間A的最后時(shí)所示，主開(kāi)關(guān)元件14截止。

(期間B的動(dòng)作)

在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間B。此時(shí)，扼流圈18因要持續(xù)流過(guò)扼流圈電流IL而進(jìn)行動(dòng)作，因而扼流圈18的用點(diǎn)示出的一側(cè)成為正極性，相反側(cè)成為負(fù)極性。因此，如圖3(期間B)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點(diǎn)示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生電容器66及扼流圈18的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。因此，在第1死區(qū)時(shí)間的期間B，蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷被抽取。

(期間C的動(dòng)作)

在期間B的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖2(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B中被抽取，因而在期間C的初始時(shí)換流元件16能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。

即，寄生電容器66處于放電狀態(tài)，因而換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進(jìn)行將換流元件16導(dǎo)通的軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

在換流元件16導(dǎo)通時(shí)，如圖3(期間C)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的扼流圈電流IL，在從扼流圈18的用點(diǎn)示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16及扼流圈18的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，扼流圈電流IL呈直線狀減小。

此時(shí)，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22同時(shí)作為反激變壓器和正激變壓器進(jìn)行動(dòng)作，如圖2(j)(k)所示，根據(jù)在二次繞組誘發(fā)的電壓，整流元件26導(dǎo)通，兩端電壓VKA大致為零，但由于處于無(wú)負(fù)載狀態(tài)，因而不流過(guò)負(fù)載電流，整流元件26的電流I成為零。

(期間D的動(dòng)作)

在期間C中，當(dāng)在主開(kāi)關(guān)元件14截止、換流元件16導(dǎo)通的狀態(tài)下、扼流圈18的電流降低超過(guò)零時(shí)，進(jìn)入電流方向成為負(fù)向的期間D。

此時(shí)，如圖3(期間D)所示，電流在從緩沖電容器20的正側(cè)到扼流圈18、換流元件16及緩沖電容器20的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，使得在扼流圈18中蓄積能量，如圖2(l)所示，扼流圈電流IL在負(fù)向呈直線狀增加，但在二次側(cè)不流過(guò)負(fù)載電流。

在接近期間D的最后時(shí)，根據(jù)圖2(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5，圖2(g)的VGS2從H電平變?yōu)長(zhǎng)電平，如期間D的最后時(shí)所示，換流元件16截止。

(期間E的動(dòng)作)

在換流元件16截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時(shí)間的期間E。此時(shí)，扼流圈18因要持續(xù)流過(guò)扼流圈電流IL而進(jìn)行動(dòng)作，因而扼流圈18的沒(méi)有點(diǎn)的一側(cè)成為正極性，用點(diǎn)示出的一側(cè)成為負(fù)極性。

因此，如圖3(期間E)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。因此，在第2死區(qū)時(shí)間的期間E，蓄積在主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62中的電荷被回收。

(期間F的動(dòng)作)

在期間E的第2死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖2(f)的VGS1從L電平上升至H電平、主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通的定時(shí)，主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62的電荷在期間E被回收，因而在期間F的初始時(shí)主開(kāi)關(guān)元件14能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。

即，寄生電容器62處于放電狀態(tài)，因而主開(kāi)關(guān)元件14的漏極-源極間電壓VDS1成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進(jìn)行將主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通的軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通時(shí)，如圖3(期間F)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，如圖2(l)的期間F所示，扼流圈電流IL從負(fù)向朝向零呈直線狀變化。

(輸出電流較大時(shí)的動(dòng)作)

圖4是對(duì)于圖1示出輸出電流較大時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，與圖2的(a)～(l)一樣分為圖4的(a)～(l)而示出。圖5是將輸出電流較大時(shí)的開(kāi)關(guān)1個(gè)周期的電路動(dòng)作分為期間A～F進(jìn)行示出的說(shuō)明圖。

在開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出電流較大的情況下，在期間C及期間D中輸出電流流向二次側(cè)，這與輸出電流為零的情況不同。

在期間C及期間D中，在一次側(cè)流過(guò)將流向二次側(cè)的電流疊加在流過(guò)扼流圈(一次繞組)18的電流上的電流。在輸出電流為零時(shí)，一次側(cè)的電流的平均值成為零，但在輸出電流較大的情況下，隨著電流增大，一次側(cè)的電流的平均值移動(dòng)到正側(cè)。

下面，詳細(xì)說(shuō)明該輸出電流較大時(shí)的期間C及期間D的動(dòng)作。

(期間C的動(dòng)作)

在期間B的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖4(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B被抽取，因而在期間C的初始時(shí)換流元件16能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。

即，寄生電容器66處于放電狀態(tài)，因而換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進(jìn)行將換流元件16導(dǎo)通的軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

在換流元件16導(dǎo)通時(shí)，如圖5(期間C)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的扼流圈電流IL，在從扼流圈18的用點(diǎn)示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16及扼流圈18的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。

此時(shí)，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22作為反激變壓器進(jìn)行動(dòng)作，將扼流圈18的勵(lì)磁能量從扼流圈18的二次繞組22向負(fù)載28側(cè)傳送。此時(shí)，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22也同時(shí)作為正激變壓器進(jìn)行動(dòng)作，將緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負(fù)載28側(cè)傳送。整流元件26及輸出電容器24對(duì)通過(guò)扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22的反激動(dòng)作和正激動(dòng)作而傳送的電力進(jìn)行整流及平滑，由此生成輸出電力，在負(fù)載28流過(guò)負(fù)載電流。在期間C，同時(shí)通過(guò)反激動(dòng)作和正激動(dòng)作向負(fù)載28側(cè)傳送能量，但是與后述的期間D相反，反激動(dòng)作的貢獻(xiàn)率大于正激動(dòng)作的貢獻(xiàn)率。

并且，流過(guò)扼流圈18的電流IL如圖4(k)(l)所示成為在流過(guò)扼流圈(一次繞組)18的電流中疊加了流過(guò)二次側(cè)的整流元件26的電流I的電流，扼流圈電流IL在呈階梯狀下降后呈直線狀減小。

(期間D的動(dòng)作)

在期間C中，當(dāng)在主開(kāi)關(guān)元件14截止、換流元件16導(dǎo)通的狀態(tài)下、扼流圈18的電流下降超過(guò)零時(shí)，進(jìn)入電流方向成為負(fù)向的期間D。

此時(shí)，如圖5(期間D)所示，電流(在一次側(cè)扼流圈電流中疊加了二次側(cè)電流的電流)在從緩沖電容器20的正側(cè)到扼流圈18、換流元件16及緩沖電容器20的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，使得在扼流圈18蓄積能量，如圖4(l)所示，扼流圈電流IL在負(fù)向呈直線狀增加。

并且，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22繼續(xù)進(jìn)行同時(shí)作為反激變壓器和正激變壓器的動(dòng)作，將扼流圈18的勵(lì)磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負(fù)載28側(cè)傳送，整流元件26及輸出電容器24對(duì)通過(guò)扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22的反激動(dòng)作和正激動(dòng)作而傳送的電力進(jìn)行整流及平滑，由此生成輸出電力，在負(fù)載28中流過(guò)負(fù)載電流。在期間D，也同時(shí)通過(guò)反激動(dòng)作和正激動(dòng)作向負(fù)載28側(cè)傳送能量，但是向負(fù)載28側(cè)傳送的能量與前述的期間C相反，正激動(dòng)作的貢獻(xiàn)率大于反激動(dòng)作的貢獻(xiàn)率。

在接近期間D的最后時(shí)，根據(jù)圖4(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5，圖4(g)的VGS2從H電平變?yōu)長(zhǎng)電平，如期間D的最后時(shí)所示，換流元件16截止。

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置即使是在輸出電流較大的情況下，也與輸出電流為零的情況一樣，在扼流圈(一次繞組)18的電流朝向正向時(shí)使主開(kāi)關(guān)元件14截止，然后對(duì)換流元件16的導(dǎo)通設(shè)定期間B的第1死區(qū)時(shí)間，由此抽取蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷。

并且，在扼流圈(一次繞組)18的電流朝向負(fù)向時(shí)使換流元件16截止，然后對(duì)主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通設(shè)定期間E的第2死區(qū)時(shí)間，由此抽取蓄積在主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62中的電荷。

因此，在負(fù)載電流較大時(shí)，設(shè)定具有第1死區(qū)時(shí)間和第2死區(qū)時(shí)間的動(dòng)作，并且按照后面所述設(shè)定扼流圈(一次繞組)的電感值Lp，由此與圖2及圖3所示的輸出電流為零的情況一樣，能夠使主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

(扼流圈的電感值Lp)

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通(換流元件16截止)時(shí)，在扼流圈18中蓄積勵(lì)磁能量。并且，在換流元件16導(dǎo)通(主開(kāi)關(guān)元件14截止)時(shí)，將扼流圈18的勵(lì)磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負(fù)載側(cè)的輸出電容器24傳送。

在換流元件16導(dǎo)通時(shí)，扼流圈18作為將在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通時(shí)所蓄積的勵(lì)磁能量釋放的反激變壓器進(jìn)行動(dòng)作，同時(shí)作為將緩沖電容器20的能量傳送至二次側(cè)的正激變壓器進(jìn)行動(dòng)作。

此時(shí)，能夠理解為傳送至二次側(cè)的扼流圈18的勵(lì)磁能量，與將全部能量暫且蓄積于緩沖電容器20后、將其傳送至二次側(cè)的輸出電容器24的能量等效。

因此，作為開(kāi)關(guān)電源裝置的負(fù)載電流，與一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10輸出給緩沖電容器20的能量相同。因此，通過(guò)理解為將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10來(lái)決定扼流圈18的電流，能夠決定該開(kāi)關(guān)電源裝置輸出給二次側(cè)的電流。

把將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流(規(guī)定的額定值)設(shè)為ICbMAX。并且，把作為同步整流升壓降壓扼流電路10進(jìn)行動(dòng)作時(shí)的扼流圈18的電流振幅(電流變化量)設(shè)為ΔIL。

作為軟開(kāi)關(guān)的條件，在主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通時(shí)，扼流圈18的電流IL一定必須朝向負(fù)向。因此，扼流圈18的電流振幅ΔIL一定必須設(shè)為跨越零點(diǎn)的設(shè)定。其中，同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的輸出電流ICb是在主開(kāi)關(guān)元件14截止時(shí)流過(guò)扼流圈18的電流的平均值，因而通過(guò)以使該值大于同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流ICbMAX的方式設(shè)定扼流圈18的電流振幅ΔIL，在同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的輸出電流為假想的最大輸出電流ICbMAX以下的情況下，成為扼流圈18的電流振幅ΔIL一定跨越零點(diǎn)的動(dòng)作。由此，如式(5)所示求出扼流圈的電流變化量(電流振幅)ΔIL的最小值。

[算式5]

扼流圈18的電流振幅ΔIL由施加給扼流圈18的電壓VL、施加時(shí)間Ton、電感值Lp決定，如下式所示。

[算式6]

施加給扼流圈18的電壓VL成為輸入電壓Vin。

[算式7]

VL＝Vin (7)

對(duì)扼流圈18施加電壓VL的時(shí)間Ton是主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通時(shí)間，根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率fsw和占空比duty求出，由下式賦值。

[算式8]

關(guān)于主開(kāi)關(guān)元件14的占空比duty，只要求出同步整流升壓降壓扼流電路的占空比即可，因而根據(jù)輸入電壓Vin和緩沖電容器電壓VCb求出，如下式所示。

[算式9]

下面，說(shuō)明向作為開(kāi)關(guān)電源裝置的二次側(cè)輸出的輸出電流Io和一次側(cè)電路的扼流圈18的電流之間的關(guān)系。

本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置將在緩沖電容器20中蓄積的能量，在換流元件16導(dǎo)通的期間傳送至輸出電容器24。因此，輸出給負(fù)載的能量Pout與提供給緩沖電容器20的能量PCb相同。

能量是電壓與電流之積，因而在考慮到輸出電流Io是最大輸出電流IoMAX的情況時(shí)，提供給緩沖電容器20的能量成為緩沖電容器20的電壓VCb與流過(guò)扼流圈(一次繞組)18的電流的最大值ICbMAX之積。并且，開(kāi)關(guān)電源裝置輸出的能量成為輸出電流Io與最大輸出電流IoMAX之積，能夠得到式(10)的關(guān)系。

[算式10]

Pout＝Vo·IoMAX＝PCb＝VCb·ICbMAX (10)

緩沖電容器20的電壓VCb和輸出電壓Vo具有扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比的關(guān)系，因而能夠得到式(11)的關(guān)系。

[算式11]

因此，根據(jù)式(10)和式(11)能夠得到下面的式(12)。

[算式12]

在此，整理式(12)能夠得到如下式(13)所示的、開(kāi)關(guān)電源裝置的最大輸出電流IoMAX與一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流ICbMAX之間的關(guān)系。

[算式13]

根據(jù)以上的關(guān)系求出扼流圈18的電感值Lp，再次得到所記載的前述式(3)。

[算式14]

Lp：扼流圈(一次繞組)18的電感值

Vin：輸入電壓

VCb：緩沖電容器20的電壓

(作為同步整流升壓降壓扼流電路10考慮時(shí)的輸出電壓)

ICbMAX：作為同步整流升壓降壓扼流電路10考慮時(shí)的最大輸出電流

fsw：開(kāi)關(guān)頻率

其結(jié)果是，通過(guò)如式(3)所示設(shè)定扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，能夠在開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出電流Io在零至額定電流的范圍中使主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

(圖1的開(kāi)關(guān)電源裝置的有用性)

圖1所示的開(kāi)關(guān)電源裝置能夠由簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)作為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16而設(shè)置的MOS-FET等半導(dǎo)體元件的軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，即使輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等變化時(shí)，也能夠以固定頻率進(jìn)行動(dòng)作。

并且，不會(huì)產(chǎn)生圖17所示的以往的單端正激變換器的問(wèn)題即電涌電壓，因而能夠使用耐壓較低的半導(dǎo)體元件(導(dǎo)通電阻較小的半導(dǎo)體元件)，因而能夠有助于高效率化，進(jìn)而也能夠降低開(kāi)關(guān)噪聲。

并且，不需要圖18所示的LLC共振變換器所需要的頻率調(diào)制控制，因而能夠低成本地構(gòu)成開(kāi)關(guān)控制電路30，并以固定頻率進(jìn)行動(dòng)作，所以在用于計(jì)測(cè)設(shè)備等時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生計(jì)測(cè)誤差等的不良影響。

另外，如果設(shè)定滿足式(3)的扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，即使輸入電壓、輸出電壓、負(fù)載電流等變化時(shí)，也不會(huì)如LLC共振變換器那樣對(duì)開(kāi)關(guān)元件施加過(guò)大的沖擊。

[防止對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓的實(shí)施方式]

(開(kāi)關(guān)電源裝置的結(jié)構(gòu))

圖6是示出具有對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。圖6的開(kāi)關(guān)電源裝置的特征在于，在圖1的開(kāi)關(guān)電源裝置的特征基礎(chǔ)上，即使是流過(guò)最大輸出電流IoMAX以上的電流時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。

如圖6所示，關(guān)于本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置，作為一次側(cè)的功率電路而設(shè)置的同步整流升壓降壓扼流電路10將使用了MOS-FET的主開(kāi)關(guān)元件14和扼流圈18的串聯(lián)電路與輸入電源12并聯(lián)連接，將緩沖電容器20和使用了MOS-FET的換流元件16的串聯(lián)電路與扼流圈18并聯(lián)連接。

并且，作為二次側(cè)的功率電路是如下的電路結(jié)構(gòu)：在相當(dāng)于一次繞組的扼流圈18設(shè)置二次繞組22，將使用了二極管的整流元件26和輸出電容器24的串聯(lián)電路與二次繞組22連接，從輸出電容器24的兩端得到負(fù)載28的輸出電力。另外，省略了在主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16的源極-漏極之間并行產(chǎn)生的寄生二極管和寄生電容器。

開(kāi)關(guān)控制電路30由開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路36、第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路40及換流控制用逆變器42構(gòu)成。

這些部件的結(jié)構(gòu)與圖1的實(shí)施方式相同，但是在本實(shí)施方式中，附加了極性檢測(cè)電路70和主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74。

極性檢測(cè)電路70具有與扼流圈18結(jié)合的極性檢測(cè)線圈72，檢測(cè)在扼流圈18中產(chǎn)生的電壓的極性并輸出極性檢測(cè)信號(hào)E8。即，極性檢測(cè)電路70當(dāng)在扼流圈18的用點(diǎn)示出的一側(cè)產(chǎn)生正的電壓的情況下輸出成為L(zhǎng)電平的極性檢測(cè)信號(hào)E8，并且當(dāng)在扼流圈18的用點(diǎn)示出的一側(cè)的相反側(cè)產(chǎn)生正的電壓的情況下輸出成為H電平的極性檢測(cè)信號(hào)E8。

主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74進(jìn)行如下控制：當(dāng)在扼流圈18的用點(diǎn)示出的一側(cè)產(chǎn)生正的電壓而通過(guò)極性檢測(cè)電路70輸出成為L(zhǎng)電平的極性檢測(cè)信號(hào)E8時(shí)，將開(kāi)關(guān)控制電路30輸出的成為H電平的PWM信號(hào)E4固定為L(zhǎng)電平，并保留主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通而使截止繼續(xù)。

(沒(méi)有電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作)

關(guān)于沒(méi)有如圖6的實(shí)施方式那樣設(shè)置極性檢測(cè)電路70和主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74的圖1的實(shí)施方式，根據(jù)圖7及圖8說(shuō)明輸出電流Io達(dá)到最大輸出電流IoMAX以上時(shí)的動(dòng)作。

圖7是示出沒(méi)有針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，將各部分的信號(hào)分為圖7的(a)～(j)示出。圖8是示出在圖1的輸出電流超過(guò)額定電流的期間G及期間H的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

(期間A的動(dòng)作)

如圖7(c)所示，針對(duì)負(fù)載28要求大電流而輸出電流Io達(dá)到最大輸出電流IoMAX以上的情況，占空比控制信號(hào)E3的信號(hào)電壓上升，三角波信號(hào)E2與占空比控制信號(hào)E3相交之前的期間變長(zhǎng)，因而圖7(d)的PWM信號(hào)從H電平下降至L電平的期間變長(zhǎng)。

這樣在大電流流過(guò)負(fù)載28時(shí)，主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比增加，如圖7(j)的期間A所示，扼流圈電流IL上升。

(期間B的動(dòng)作)

在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間B，由此在換流元件16的寄生電容器66蓄積中的電荷被抽取。

(期間C的動(dòng)作)

在期間B的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖7(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，由于換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B被抽取，因而換流元件16能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。在換流元件16導(dǎo)通的期間C，扼流圈18將能量釋放，扼流圈電流IL下降。

在這種情況下，在主開(kāi)關(guān)元件14截止、換流元件16導(dǎo)通的狀態(tài)下，扼流圈電流IL下降，但由于是輸出電流Io大于最大輸出電流IoMAX的狀態(tài)，因而扼流圈電流IL不會(huì)下降至零以下。

當(dāng)在該狀態(tài)下接近期間C的最后時(shí)，根據(jù)圖7(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5，圖7(g)的VGS2從H電平成為L(zhǎng)電平，如期間C的最后時(shí)所示，換流元件16截止。

(期間G的動(dòng)作)

在換流元件16截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時(shí)間的期間G。此時(shí)，由于是輸出電流Io大于最大輸出電流IoMAX的狀態(tài)，因而扼流圈電流IL不會(huì)下降至零以下。

因此，如圖8(期間G)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點(diǎn)示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生二極管64及扼流圈18的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。

(期間H的動(dòng)作)

期間G的第2死區(qū)時(shí)間已過(guò)，圖7(f)的VGS1從L電平上升至H電平，主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通。但是，在主開(kāi)關(guān)元件14剛剛導(dǎo)通后，通過(guò)換流元件16的寄生二極管64的恢復(fù)動(dòng)作，如圖8(期間H)中箭頭所示，較大的擊穿電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14、換流元件16的寄生二極管64、緩沖電容器20及輸入電源12的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，在基于配線的寄生電感器中蓄積能量，在該寄生電感器所蓄積的能量如圖7(i)的VSD2所示使換流元件16產(chǎn)生電涌電壓Vs。

因此，在沒(méi)有附加如圖6所示的極性檢測(cè)電路70和主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留電路74的圖1的實(shí)施方式中，在負(fù)載要求大電流的情況下，產(chǎn)生扼流圈18的電流不回零的狀態(tài)，導(dǎo)致在換流元件16產(chǎn)生電涌電壓。

(具有電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作)

在如圖6的實(shí)施方式那樣附加了極性檢測(cè)電路70和主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74的情況下，關(guān)于輸出電流Io達(dá)到最大輸出電流IoMAX以上時(shí)的動(dòng)作，根據(jù)圖9進(jìn)行說(shuō)明。

圖9是示出設(shè)置了針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，將各部分的信號(hào)分為圖9(a)～(k)示出，相對(duì)于圖6追加了圖9(f)的極性檢測(cè)信號(hào)E8。圖10是示出將圖9的主開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通保留的期間I的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

(期間A的動(dòng)作)

如圖9(c)所示，針對(duì)負(fù)載28要求大電流而輸出電流Io達(dá)到最大輸出電流IoMAX以上的情況，占空比控制信號(hào)E3的信號(hào)電壓上升，在三角波信號(hào)E2與反饋控制信號(hào)E3相交之前的期間變長(zhǎng)，因而圖9(d)的PWM信號(hào)E4從H電平下降至L電平的期間變長(zhǎng)。

這樣在大電流流過(guò)負(fù)載28時(shí)，主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比增加，如圖9(k)的期間A所示，扼流圈電流IL上升。

此時(shí)，從極性檢測(cè)電路70輸出的極性檢測(cè)信號(hào)E8是H電平，因而主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留電路74不需保留主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通，而與來(lái)自PWM電路36的PWM信號(hào)E4同步地使主開(kāi)關(guān)元件14截止。

(期間B的動(dòng)作)

在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間B，由此在換流元件16的寄生電容器66中蓄積的電荷被抽取。

(期間C的動(dòng)作)

在期間B的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖9(h)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，換流元件16的寄生電容器的電荷在期間B被抽取，因而換流元件16能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。在換流元件16導(dǎo)通的期間C，扼流圈18釋放能量，扼流圈電流IL下降。

在這種狀態(tài)下，根據(jù)圖9(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5，圖9(h)的VGS2從H電平成為L(zhǎng)電平，如期間C的最后時(shí)所示，換流元件16截止。

(期間G的動(dòng)作)

在換流元件16截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時(shí)間的期間G。此時(shí)，在期間G，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點(diǎn)示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生二極管64及扼流圈18的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，扼流圈電流IL持續(xù)下降，同時(shí)從扼流圈18的二次繞組22向負(fù)載28側(cè)傳送，并流過(guò)負(fù)載電流。

(期間I的動(dòng)作)

在期間I，雖然圖9(d)的PWM信號(hào)E4成為H電平，并使主開(kāi)關(guān)元件14將要導(dǎo)通，但此時(shí)是扼流圈18釋放能量的狀態(tài)，因而來(lái)自極性檢測(cè)電路70的極性檢測(cè)信號(hào)E8維持L電平的狀態(tài)。

這樣在極性檢測(cè)信號(hào)E8是L電平的狀態(tài)時(shí)，即使是PWM信號(hào)E4為使主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通而成為H電平時(shí)，主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74的“與”電路76由于L電平的極性檢測(cè)信號(hào)E8而成為禁止?fàn)顟B(tài)，被固定為L(zhǎng)電平輸出，因而主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74保留主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通而使截止持續(xù)。

因此，與期間G一樣，通過(guò)電流流過(guò)換流元件16的寄生二極管64，扼流圈18朝向緩沖電容器20及負(fù)載28持續(xù)釋放能量，扼流圈電流IL持續(xù)下降。

在扼流圈18結(jié)束能量釋放時(shí)，來(lái)自極性檢測(cè)電路70的極性檢測(cè)信號(hào)成為H電平，設(shè)于主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74的“與”電路76的禁止?fàn)顟B(tài)被解除，此時(shí)PWM信號(hào)E4處于H電平，因而主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通。

并且，在期間I的最后，在扼流圈電流IL成為零以后，主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通。因此，在換流元件16的寄生二極管64中流通的電流成為零以后，主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通。在這種情況下，由于不是抽取換流元件16的寄生電容器66的電荷的狀態(tài)，因而不會(huì)成為軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作，但是在流過(guò)寄生二極管64的電流成為零以后，主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通，因而在換流元件16的寄生二極管64不產(chǎn)生恢復(fù)動(dòng)作，不流過(guò)如圖8(期間H)所示的擊穿電流，在換流元件16不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。

(圖6的開(kāi)關(guān)電源裝置的有用性)

圖6所示的開(kāi)關(guān)電源裝置即使是在由于極性檢測(cè)電路70和主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路74的功能而將要流過(guò)最大輸出電流IoMAX以上的輸出電流Io的情況下，主開(kāi)關(guān)元件14也不會(huì)在電流流過(guò)換流元件16的寄生二極管的過(guò)程中導(dǎo)通，因而不會(huì)在換流元件16產(chǎn)生電涌電壓，作為換流元件16而使用的MOS-FET等半導(dǎo)體元件能夠使用低耐壓且導(dǎo)通電阻較低的元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率的開(kāi)關(guān)電源裝置。

[具有過(guò)電流保護(hù)功能的開(kāi)關(guān)電源裝置]

圖11是示出具備針對(duì)過(guò)大輸出電流的電涌電壓防止功能和過(guò)電流保護(hù)功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

如圖11所示，本實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)電源裝置相對(duì)于圖6所示的開(kāi)關(guān)電源裝置附加了作為輸出電流限制電路發(fā)揮作用的最大占空比限制電路78。

最大占空比限制電路78具有逆變器80和“與”電路82，并進(jìn)行如下控制：通過(guò)逆變器80將來(lái)自振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1反轉(zhuǎn)而輸入“與”電路82中一方，將來(lái)自PWM電路36的PWM信號(hào)E4輸入“與”電路82中另一方，在開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)置主開(kāi)關(guān)元件14一定截止的期間。

即，最大占空比限制電路78進(jìn)行控制，使得在來(lái)自振蕩電路31的脈沖信號(hào)E1從L電平上升至H電平時(shí)主開(kāi)關(guān)元件14截止，由此抑制過(guò)大的輸出電流流過(guò)。由此，主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通期間不會(huì)成為開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期以上。

更具體地進(jìn)行說(shuō)明，在圖9的動(dòng)作波形中說(shuō)明了占空比控制信號(hào)E3與三角波信號(hào)E2相交的狀態(tài)，但是在占空比控制信號(hào)E3隨著輸出電流Io的增加而進(jìn)一步上升時(shí)，將處于不能與三角波信號(hào)E2相交的狀態(tài)，導(dǎo)致主開(kāi)關(guān)元件14不能截止，導(dǎo)致成為扼流圈電流IL的上升繼續(xù)而流過(guò)過(guò)大的電流的狀態(tài)。

因此，通過(guò)如圖11所示設(shè)置最大占空比限制電路78，能夠決定主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通期間的上限，并且以主開(kāi)關(guān)元件14的最大占空比限制輸出電流的電流上升，因而能夠抑制過(guò)大的電流流過(guò)開(kāi)關(guān)電源裝置。

[具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置]

圖1所示的開(kāi)關(guān)電源裝置通過(guò)將使用了二極管的整流元件26變更為具有雙向整流功能的MOS-FET等，能夠?qū)崿F(xiàn)從輸出側(cè)向輸入側(cè)再生電力的功能。

再生動(dòng)作在對(duì)開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出側(cè)施加了比開(kāi)關(guān)電源裝置輸出的電壓(輸出電壓設(shè)定值)高的電壓的情況下、以及當(dāng)在輸出側(cè)安裝了大容量的電容器的狀態(tài)下急劇降低輸出電壓設(shè)定值的情況下等產(chǎn)生。并且，該開(kāi)關(guān)電源裝置能夠積極利用再生現(xiàn)象實(shí)現(xiàn)雙向開(kāi)關(guān)電源裝置。

在具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置中，即使是在再生動(dòng)作中，只要再生電流在規(guī)定的最大再生電流IoMAX以下，就不會(huì)在主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16的寄生二極管流過(guò)恢復(fù)電流，因而不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于進(jìn)行寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的雙向開(kāi)關(guān)電源裝置。

(開(kāi)關(guān)電源裝置的再生動(dòng)作)

根據(jù)圖12及圖13說(shuō)明通過(guò)將使用了圖1的二極管的整流元件26變更為MOS-FET而具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

圖12是示出在再生電流為最大再生電流IoMAX以下的情況和超過(guò)最大再生電流IoMAX的情況的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，將各部分的信號(hào)分為圖12(a)～(j)進(jìn)行示出。圖13是示出圖12的再生電流超過(guò)額定電流的期間J、K、L、M的電路動(dòng)作的說(shuō)明圖。

(再生電流為最大再生電流IoMAX以下時(shí)的動(dòng)作)

在對(duì)具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出施加外部電壓時(shí)，再生電流流過(guò)。開(kāi)關(guān)電源裝置以使輸出電壓Vo成為自身的設(shè)定值的方式再生電流。即，對(duì)開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出端子施加的電壓通過(guò)再生電流流過(guò)而產(chǎn)生壓降，對(duì)開(kāi)關(guān)電源裝置的輸出端子施加的電壓Vo成為設(shè)定值。在再生電流流過(guò)的狀態(tài)下，扼流圈18的扼流圈電流IL的平均值成為負(fù)值。

并且，由于以他激式(固定頻率方式)進(jìn)行控制，因而在具有振蕩電路31的開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32中生成主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通定時(shí)。

根據(jù)圖12及圖13的期間A、B、J、K、E說(shuō)明再生電流為最大再生電流IoMAX以下時(shí)的動(dòng)作。

(期間A的動(dòng)作)

PWM信號(hào)E4成為H電平，由此主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通，而換流元件16截止，與再生電流的大小無(wú)關(guān)，扼流圈18的電流都朝向正向。在該狀態(tài)下，在圖12(c)所示的三角波信號(hào)E2與占空比控制信號(hào)E3相交時(shí)，圖12(d)的PWM信號(hào)從H電平下降至L電平，圖12(f)的VGS1從H電平成為L(zhǎng)電平，由此如期間A的最后時(shí)所示，主開(kāi)關(guān)元件14截止。

(期間B的動(dòng)作)

在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間B，由此將在換流元件16的寄生電容器66中蓄積的電荷回收。

(期間J的動(dòng)作)

在期間B的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖12(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導(dǎo)通的定時(shí)，換流元件16的寄生電容器的電荷在期間B被回收，因而換流元件16能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。在這種情況下，如圖13(期間J)所示，在二次側(cè)及一次側(cè)流過(guò)再生電流，在扼流圈18及緩沖電容器20中蓄積再生能量。

(期間K的動(dòng)作)

在期間J，在主開(kāi)關(guān)元件14截止、換流元件16導(dǎo)通的狀態(tài)下，在扼流圈18的扼流圈電流IL下降并越過(guò)零點(diǎn)時(shí)，進(jìn)入電流方向成為負(fù)向的期間K。在這種情況下，如圖13(期間K)所示，在二次側(cè)及一次側(cè)流過(guò)再生電流，針對(duì)扼流圈18的再生能量的蓄積繼續(xù)。在該期間K，緩沖電容器20將在期間J中所蓄積的再生能量朝向扼流圈18釋放。

在接近期間K的最后時(shí)，根據(jù)圖12(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5，圖12(g)的VGS2從H電平成為L(zhǎng)電平，如期間K的最后時(shí)所示，換流元件16截止。

(期間E的動(dòng)作)

在換流元件16截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時(shí)間的期間E。此時(shí)，扼流圈18因要持續(xù)流過(guò)扼流圈電流IL而進(jìn)行動(dòng)作，因而扼流圈18的沒(méi)有點(diǎn)的一側(cè)成為正極性，用點(diǎn)示出的一側(cè)成為負(fù)極性。

因此，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。因此，在第2死區(qū)時(shí)間的期間E，在主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62中蓄積的電荷被回收。

在期間E的第2死區(qū)時(shí)間已過(guò)、圖12(f)的VGS1從L電平上升至H電平、主開(kāi)關(guān)元件14導(dǎo)通的定時(shí)，主開(kāi)關(guān)元件14的寄生電容器62的電荷在期間E被回收，因而主開(kāi)關(guān)元件14能夠通過(guò)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作而導(dǎo)通。

(再生動(dòng)作的有用性)

在這樣具有本實(shí)施方式的再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置中，即使是在再生動(dòng)作過(guò)程中，只要再生電流為最大再生電流IoMAX以下，即只要扼流圈18的扼流圈電流IL跨越零點(diǎn)而變化，就不會(huì)在主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16的二極管中流過(guò)恢復(fù)電流，因而不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。

并且，根據(jù)死區(qū)時(shí)間的設(shè)定進(jìn)行主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16的寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)動(dòng)作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲低成本且具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置及雙向開(kāi)關(guān)電源裝置。

[具有針對(duì)過(guò)大再生電流的電涌電壓防止功能的開(kāi)關(guān)電源裝置]

(沒(méi)有電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作)

具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置在通過(guò)再生動(dòng)作而將要流過(guò)最大再生電流IoMAX以上的再生電流的情況下產(chǎn)生電涌電壓。根據(jù)圖12及圖13的期間F、L、M說(shuō)明這種情況時(shí)的動(dòng)作。

(期間F的動(dòng)作)

在對(duì)具有再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的負(fù)載側(cè)施加外部電壓而流過(guò)再生電流的狀態(tài)下，在使施加電壓在再生電流增加的方向上升時(shí)，如圖12(c)所示，占空比控制信號(hào)E3的信號(hào)電壓下降，在三角波信號(hào)E2與占空比控制信號(hào)E3相交之前的期間變短，由此PWM信號(hào)E4從H電平成為L(zhǎng)電平的期間變短。這樣在對(duì)負(fù)載側(cè)施加外部電壓時(shí)，開(kāi)關(guān)控制電路30進(jìn)行動(dòng)作，使得主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比變窄。

(期間L的動(dòng)作)

在主開(kāi)關(guān)元件14截止后，具有成為主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間的期間L。此時(shí)，扼流圈18因要持續(xù)流過(guò)扼流圈電流IL而進(jìn)行動(dòng)作，因而扼流圈18的沒(méi)有點(diǎn)的一側(cè)成為正極性，用點(diǎn)示出的一側(cè)成為負(fù)極性。

因此，如圖13(期間L)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)。

(期間M的動(dòng)作)

期間L的第1死區(qū)時(shí)間已過(guò)，圖12(g)的VGS2從L電平上升至H電平，換流元件16導(dǎo)通。但是，在換流元件16剛剛導(dǎo)通后，通過(guò)主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60的恢復(fù)動(dòng)作，如圖13(期間M)中箭頭所示，較大的擊穿電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60、換流元件16、緩沖電容器20及輸入電源12的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，在基于配線的寄生電感器中蓄積能量，在該寄生電感器所蓄積的能量如圖12(h)的VSD1所示使換流元件16產(chǎn)生電涌電壓Vs。

因此，圖14示出具有如下功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式：即使是再生電流達(dá)到最大再生電流IoMAX以上時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓，并且抑制過(guò)大的再生電流流過(guò)。

(開(kāi)關(guān)電源裝置的結(jié)構(gòu))

圖14是示出具備針對(duì)過(guò)大再生電流的電涌電壓防止功能和再生過(guò)電流保護(hù)功能的開(kāi)關(guān)電源裝置的實(shí)施方式的電路框圖。

如圖14所示，作為一次側(cè)的功率電路而設(shè)置的同步整流升壓降壓扼流電路10具有：使用了MOS-FET的主開(kāi)關(guān)元件14、使用了MOS-FET的換流元件16、扼流圈18、緩沖電容器20，二次側(cè)的功率電路具有設(shè)于扼流圈18的二次繞組22、整流元件26a、輸出電容器24，開(kāi)關(guān)控制電路30具有開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路36、第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路40及換流控制用逆變器42。

這些部件的結(jié)構(gòu)與圖1的實(shí)施方式相同，但是在本實(shí)施方式中，將為實(shí)現(xiàn)再生功能而設(shè)于二次側(cè)的功率電路中的整流元件26a設(shè)為能夠進(jìn)行雙向整流的MOS-FET，并且附加了極性檢測(cè)電路84和換流元件導(dǎo)通保留控制電路88。

極性檢測(cè)電路84具有與扼流圈18結(jié)合的極性檢測(cè)線圈86，檢測(cè)在扼流圈18中產(chǎn)生的電壓的極性并輸出極性檢測(cè)信號(hào)E9。即，極性檢測(cè)電路84當(dāng)在扼流圈18的具有點(diǎn)的方向產(chǎn)生正的電壓的情況下，輸出成為H電平的極性檢測(cè)信號(hào)E9，并且當(dāng)在沒(méi)有點(diǎn)的方向產(chǎn)生正的電壓的情況下，輸出成為L(zhǎng)電平的極性檢測(cè)信號(hào)E9。這與圖6的極性檢測(cè)電路70的情況相反。

換流元件導(dǎo)通保留控制電路88進(jìn)行如下控制：當(dāng)在扼流圈18的沒(méi)有點(diǎn)的方向產(chǎn)生正的電壓而通過(guò)極性檢測(cè)電路84輸出成為L(zhǎng)電平的極性檢測(cè)信號(hào)E9時(shí)，即使開(kāi)關(guān)控制電路30輸出的同步整流控制信號(hào)E7成為H電平，也保留換流元件16的導(dǎo)通。

圖15是示出具有針對(duì)過(guò)大再生電流的電涌電壓防止功能時(shí)的動(dòng)作波形的說(shuō)明圖，將各部分的信號(hào)分為圖15(a)～(k)示出，相對(duì)于圖12追加了圖15(f)的極性檢測(cè)信號(hào)E9。

期間A、B、J、K、E的動(dòng)作與圖12相同而省略，說(shuō)明自此以后的期間F、L、N的動(dòng)作。

(期間F的動(dòng)作)

在對(duì)圖14的開(kāi)關(guān)電源裝置的負(fù)載側(cè)施加外部電壓而流過(guò)再生電流的狀態(tài)下，在使施加電壓在再生電流增加的方向上升時(shí)，如圖15(c)所示，占空比控制信號(hào)E3的信號(hào)電壓下降，在三角波信號(hào)E2與占空比控制信號(hào)E3相交之前的期間變短，由此PWM信號(hào)E4從H電平成為L(zhǎng)電平的期間變短。這樣在對(duì)負(fù)載側(cè)施加外部電壓時(shí)，開(kāi)關(guān)控制電路30進(jìn)行動(dòng)作，使得主開(kāi)關(guān)元件14的導(dǎo)通占空比變窄。

(期間L的動(dòng)作)

期間L是主開(kāi)關(guān)元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時(shí)間，扼流圈18因要持續(xù)流過(guò)扼流圈電流IL而進(jìn)行動(dòng)作，因而扼流圈18的沒(méi)有點(diǎn)的一側(cè)成為正極性，用點(diǎn)示出的一側(cè)成為負(fù)極性。

因此，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，扼流圈電流IL繼續(xù)上升。

(期間N的動(dòng)作)

在期間N，將來(lái)自開(kāi)關(guān)控制電路30的第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路38的延遲信號(hào)E6輸出給換流控制用逆變器42，由此輸出成為H電平的換流控制信號(hào)E7，但由于此時(shí)是扼流圈18釋放能量的狀態(tài)，因而極性檢測(cè)電路84的極性檢測(cè)信號(hào)E9維持L電平的狀態(tài)。

因此，即使開(kāi)關(guān)控制電路30輸出成為H電平的換流控制信號(hào)E7，換流元件導(dǎo)通保留控制電路88的“與”電路90根據(jù)來(lái)自極性檢測(cè)電路84的成為L(zhǎng)電平的極性檢測(cè)信號(hào)E9而成為禁止?fàn)顟B(tài)，其輸出維持L電平，并保留換流元件16的導(dǎo)通。

因此，期間N與期間L一樣，如圖16(期間N)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點(diǎn)示出的負(fù)側(cè)的路徑中流過(guò)，扼流圈電流IL朝向零持續(xù)變化。

在該狀態(tài)下，在扼流圈18結(jié)束能量釋放時(shí)，來(lái)自極性檢測(cè)電路84的極性檢測(cè)信號(hào)E9成為H電平，換流元件導(dǎo)通保留控制電路88的“與”電路90的禁止?fàn)顟B(tài)被解除，將此時(shí)來(lái)自開(kāi)關(guān)控制電路30的處于H電平的換流控制信號(hào)E7輸出至換流元件16，換流元件16導(dǎo)通。

因此，在期間N的最后，在扼流圈18的扼流圈電流IL成為零以后，即在流過(guò)主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60的電流成為零以后，換流元件16導(dǎo)通。因此，不會(huì)產(chǎn)生主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管60的恢復(fù)動(dòng)作，不流過(guò)如圖13(期間M)所示的擊穿電流，在主開(kāi)關(guān)元件14不會(huì)產(chǎn)生電涌電壓。

(再生電流的過(guò)電流保護(hù)功能)

圖14的開(kāi)關(guān)電源裝置通過(guò)由極性檢測(cè)電路84和換流元件導(dǎo)通保留控制電路88進(jìn)行的圖16(期間N)中的換流元件16的導(dǎo)通保留控制，進(jìn)行后續(xù)的期間J、K所示的控制，使得即使換流元件16的導(dǎo)通期間變長(zhǎng)時(shí)，也能根據(jù)來(lái)自設(shè)于第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路40的振蕩電路50的脈沖信號(hào)E5使換流元件16截止，因此能夠?qū)崿F(xiàn)抑制過(guò)大的再生電流流過(guò)開(kāi)關(guān)電源裝置的過(guò)電流防止功能。即，開(kāi)關(guān)電源裝置通過(guò)在進(jìn)行再生動(dòng)作的開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期內(nèi)設(shè)定換流元件16的截止期間的控制，能夠?qū)崿F(xiàn)抑制過(guò)大的再生電流流過(guò)的過(guò)電流防止功能。

(圖14的開(kāi)關(guān)電源裝置的有用性)

具有圖14的再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置通過(guò)附加極性檢測(cè)電路84和換流元件導(dǎo)通保留控制電路88，即使是在流過(guò)較大的再生電流的情況下，換流元件16也不會(huì)在電流流過(guò)主開(kāi)關(guān)元件14的寄生二極管的過(guò)程中導(dǎo)通，因而不會(huì)在主開(kāi)關(guān)元件14產(chǎn)生電涌電壓，主開(kāi)關(guān)元件14所使用的MOS-FET等半導(dǎo)體元件能夠使用低耐壓且導(dǎo)通電阻較低的元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲且具有高效率的再生功能的開(kāi)關(guān)電源裝置。

并且，再生電流的峰值由于換流元件16的導(dǎo)通時(shí)間而受到限制而不會(huì)達(dá)到開(kāi)關(guān)的1個(gè)周期以上，因而能夠一并具備抑制過(guò)大的再生電流流過(guò)的功能即再生過(guò)電流保護(hù)功能。

[本發(fā)明的變形例]

本發(fā)明包括不會(huì)損害其目的及優(yōu)點(diǎn)的適當(dāng)?shù)淖冃?。例如，也可以是同時(shí)具有主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留電路74和換流元件導(dǎo)通保留電路88的開(kāi)關(guān)電源裝置，也可以構(gòu)成為在一個(gè)線圈中共用極性檢測(cè)線圈72和極性檢測(cè)線圈86的極性檢測(cè)電路，也可以是由一個(gè)極性檢測(cè)電路控制主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留電路74和換流元件導(dǎo)通保留電路88的結(jié)構(gòu)。并且，也可以是，在將極性檢測(cè)線圈用于極性檢測(cè)電路的同時(shí)構(gòu)成輔助電源電路，并生成控制電路的驅(qū)動(dòng)功率。另外，不受上述的實(shí)施方式所示出的數(shù)值的限定。

標(biāo)號(hào)說(shuō)明

10 同步整流升壓降壓扼流電路；

12 輸入電源；

14 主開(kāi)關(guān)元件；

16 換流元件；

18 扼流圈；

20 緩沖電容器；

22 二次繞組；

24 輸出電容器；

26 整流元件；

28 負(fù)載；

30 開(kāi)關(guān)控制電路；

31、50 振蕩電路；

32 開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生電路；

34 三角波產(chǎn)生電路；

36 PWM電路；

38 第1死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路；

40 第2死區(qū)時(shí)間產(chǎn)生電路；

42 換流控制用逆變器；

60、64 寄生二極管；

62、66 寄生電容；

70、84 極性檢測(cè)電路；

74 主開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通保留控制電路；

78 最大占空比限制電路；

88 換流元件導(dǎo)通保留控制電路。