本發(fā)明涉及通過對驅動可逆定位用執(zhí)行器的感性電負載提供增減電流以抵抗作用于被驅動體的靜止摩擦阻力而得到的顫振(Dither)電流供電控制方法及顫振電流供電控制裝置的改進。

背景技術：

例如，在汽車的變速機控制裝置或懸掛控制裝置等中，使用控制作為執(zhí)行器的液壓缸的比例電磁閥，為了對該比例電磁閥的可動閥的位置進行控制，向作為感性電負載的比例電磁線圈提供顫振電流，該比例電磁線圈以抵抗作用于可動閥的靜止摩擦阻力和將可動閥向一個方向按壓的彈簧力的方式產生向另一個方向的按壓力，由此來控制可動閥的位置。

另外，感性電負載中，會因其電感L與負載電阻R的比率即時間常數(shù)Tx＝L/R而在負載電流的增減過程中產生響應延遲，若從顫振小電流I1到顫振大電流I2的上升時間與從顫振大電流I2到顫振小電流I1的下降時間不同，則顫振大電流I2與顫振小電流I1的顫振中間電流I0＝(I1+I2)/2的值、與用顫振振幅周期Td去除顫振電流的時間積分值而得到的顫振平均電流Ia成為不同的值。

因此，在不考慮顫振中間電流I0，而僅進行使目標平均電流Iaa與檢測平均電流Idd相一致的負反饋控制的情況下，需要注意會存在無法進行均勻的顫振控制的問題點。

例如，根據(jù)下述專利文獻1“比例電磁閥的控制方法及控制裝置”的圖1，(被推斷為)由微處理器構成的MPU3包括對比例電磁閥10決定目標平均電流的開口量校正器6、顫振信號發(fā)生器7、以及合成器8，(被推斷為)與MPU3的外部相連接的硬件即恒流驅動器5進行負反饋控制，以使得利用D/A轉換器4將合成器8的輸出轉換為模擬信號后得到的指示電流與驅動比例電磁閥10的驅動電流相一致，該負反饋控制包括圖6所示的第1、第2運算放大器31、32，加法器33，緩沖器34，晶體管35，電流檢測器36，以及微分乘法器37，該微分乘法器37對驅動電流的增減進行高速處理。

然而，驅動電流的增減如專利文獻1的圖4(b)所示那樣，成為平緩地進行增減的正弦波，為了得到規(guī)定的顫振振幅，顫振周期變大，從而有可能會導致可動鐵片14(參照圖2)會因靜止摩擦阻力而卡住。

此外，根據(jù)下述專利文獻2“電流控制裝置及電流控制程序”的圖2，(被推斷為)包含有微處理器的電流控制裝置10直接向對螺線管95進行開關驅動的驅動電路50輸出PWM信號Spwm，該電流控制裝置10由圖2所示的目標設定單元20、占空比設定單元30、以及PWM信號生成單元40構成，并公開了如下技術：即，根據(jù)由目標設定單元20進行的基本電流值Ib的設定，縮短到利用PWM信號生成單元40使占空比Rd更新為止的時間。

根據(jù)該專利文獻2的圖4，目標設定單元20在基本設定部21決定基本電流值Ib，在顫振平均計算部22中根據(jù)被檢測勵磁電流信號Si計算出顫振平均電流值Iave2，在減法部23中計算出偏差值ΔI2，在校正部24中生成基本電流值Ib的比例積分校正值，在顫振設定部25中設定顫振電流Id，在加法部26中計算出目標電流值It。

此外，根據(jù)專利文獻2的圖3，占空比設定單元30在PWM平均計算部31中根據(jù)被檢測勵磁電流信號Si計算出PWM平均電流值Iave1，在減法部32中計算出偏差ΔI1，在反饋控制部33(34的誤記)中計算出占空比Rd/fb，在前饋控制部34(33的誤記)中計算出占空比Rd/ff，在加法部35中計算出占空比Rd，占空比設定單元30對PWM的占空比Rd進行調節(jié)，以使得目標電流It與PWM平均電流值Iave1相一致。

專利文獻2的圖2中，PWM信號生成單元40生成PWM信號Spwm并輸出至驅動電路，目標電流It是以被設定為PWM信號Spwm的PWM周期的10倍的顫振周期周期性地進行變化的值。

專利文獻2的圖3中的前饋控制部34(33的誤記)提供占空比Rd/ff以使得顫振電流的基波成為專利文獻2的圖15的三角波，由于跟隨該三角波基于占空比Rd/fb進行反饋控制，因此，三角波成為逐漸進行增減的平緩的波形，為了得到規(guī)定的顫振振幅，使顫振周期變大，從而有可能導致線軸942(參照專利文獻2的圖1)因靜止摩擦阻力而卡住。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特開2009-103300號公報(圖1、圖4、圖6、摘要、段落[0028]、[0029]、[0040]、[0045])

專利文獻2：日本專利特開2014-197655號公報(圖2～圖4、圖15、段落[0010]～[0017]、[0040])

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明所要解決的技術問題

上述專利文獻1所公開的“比例電磁閥的控制方法及控制裝置”中，顫振電流波形成為平緩地進行變化的正弦波，若據(jù)此進行控制，則顫振電流的上升時間和下降時間相一致。

然而，若增大正弦波的周期以使電流控制能夠追隨，則存在出現(xiàn)可動鐵片14的靜止狀態(tài)從而產生靜止摩擦阻力的問題，并且，若縮短正弦波的周期，則電流控制無法追隨，從而出現(xiàn)顫振電流的上升時間與下降時間不一致的問題。

此外，根據(jù)進行脈動的指示電流和進行脈動的檢測電流的偏差信號來計算其變化程度即微分系數(shù)是非常困難的，存在無法期望進行準確的微分控制的問題點。

上述專利文獻2所公開“電流控制裝置及電流控制程序”中也是同樣，顫振電流波形成為平緩地進行變化的三角波，若據(jù)此進行控制，則顫振電流的上升時間和下降時間相一致。

然而，若增大三角波的周期以使得電流控制能夠追隨，則存在出現(xiàn)線軸942的靜止狀態(tài)從而產生靜止摩擦阻力的問題，并且，若縮短三角波的周期，則電流控制無法追隨，從而出現(xiàn)顫振電流的上升時間與下降時間不一致的問題。

并且，圖3中PWM平均電流值Iave1的計算方法、以及前饋控制的方法均沒有任何記載，但可以推定需要使用高速響應的微處理器、以及高速響應的AD轉換器。

本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，本發(fā)明的第一目的在于提供一種顫振電流供電控制方法，即使顫振電流的上升時間和下降時間存在差異，通過進行獲得與目標平均電流相對應的檢測平均電流那樣的指示電流的設定，降低與變動的目標電流相對應的反饋控制的響應依存度，從而也能夠進行穩(wěn)定的電流控制。

本發(fā)明的第二目的在于提供一種顫振電流供電控制裝置，使用在實驗階段測定得到的校正參數(shù)，生成預計可獲得預定的目標平均電流的指示電流，將進行脈動的顫振電流疊加至該指示電流，并使用簡單的運算控制電路部，從而能夠獲得穩(wěn)定且高精度的通電電流。

用于解決問題的技術方案

本發(fā)明的顫振電流供電控制方法包括運算控制步驟，該運算控制步驟中，對驅動具有滑動電阻的執(zhí)行器的感應電負載產生與目標平均電流Iaa相對應的指示電流的指令信號，以使得該目標平均電流Iaa與檢測平均電流Idd相一致，并進行通電電流的負反饋控制，

由所述滑動電阻決定的規(guī)定的顫振(Dither)振幅電流ΔI被附加到所述目標平均電流Iaa，

若將所述顫振振幅電流ΔI設定為顫振振幅周期Td中顫振電流大期間B的顫振大電流的飽和推定值I2、與顫振電流小期間A(A＝Td-B)的顫振小電流的飽和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，且顫振中間電流設為IO＝(I2+I1)，則(計算式1)成立，

I2＝I0+ΔI/2，I1＝I0-ΔI/2···(計算式1)

將所述通電電流用于從所述顫振小電流I1增加到顫振大電流I2為止的上升時間設為b，將所述通電電流用于從所述顫振大電流I2減少到顫振小電流I1為止的下降時間設為a，此時的波形平均電流Ia由(計算式2)計算得到。

Ia＝[I2？B-b)+I1？A-a)+I0？b+a)]/Td

＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td···(計算式2)

于是，所述波形平均電流Ia是所述顫振振幅周期Td的期間的所述通電電流的時間積分值除以所述顫振振幅周期Td而得到的值，計算使該波形平均電流Ia與所述目標平均電流Iaa相一致的顫振中間電流I0，該顫振中間電流I0成為用于獲得所述目標平均電流Iaa的所述指示電流，

在實驗階段，通過顫振振幅周期Td以顫振大電流I2和顫振小電流I1對作為樣本的所述感性電負載進行通電驅動，與由此得到的多個階段的所述顫振中間電流I0相對應的所述上升時間b和下降時間a的響應時間差(a-b)的實驗測定數(shù)據(jù)通過測量或計算機上的模擬實驗來獲得，

在制造組裝階段，將基于通過多個樣本而得到的所述實驗測定數(shù)據(jù)的平均值來計算得到的“顫振中間電流I0對平均響應時間差((a-b))”的近似計算式或數(shù)據(jù)表格作為校正參數(shù)存儲到與微處理器協(xié)同動作的程序存儲器，該微處理器成為執(zhí)行所述運算控制步驟的運算控制單元，

作為實際運行階段的第1步驟，讀取并設定所提供的目標平均電流Iaa和顫振振幅電流ΔI,作為第2步驟，計算滿足計算式(2)的波形平均電流Ia與所提供的目標平均電流Iaa相一致的關系的指示電流、以及顫振電流大期間B與顫振振幅周期Td的比率即顫振占空比Γ＝B/Td，并將該指示電流設定作為所述顫振中間電流I0，作為第3步驟，通過所述運算控制單元進行負反饋控制，以滿足所述通電電流的檢測平均電流Idd與所述目標平均電流Iaa即所述波形平均電流Ia相一致的關系。

本發(fā)明所涉及的顫振電流供電控制裝置包括運算控制電路部，該運算控制電路部根據(jù)對感性電負載即比例電磁線圈進行通電的通電電流，對作為對液體壓力進行比例控制的執(zhí)行器即比例電磁閥產生與針對所述比例電磁線圈的目標平均電流Iaa相對應的指示電流的指令信號，以使得該目標平均電流Iaa與檢測平均電流Idd相一致，并進行通電電流的負反饋控制，由所述比例電磁閥的可動閥的滑動電阻來決定的規(guī)定的顫振(Dither)振幅電流ΔI被附加到所述目標平均電流Iaa，

所述比例電磁線圈與對其通電電流進行斷續(xù)控制的驅動用開關元件和電流檢測電阻串聯(lián)連接，并且包括與所述比例電磁線圈和所述電流檢測電阻的串聯(lián)電路并聯(lián)連接的換流電路元件，

所述運算控制電路部構成為以微處理器為主體，該微處理器與程序存儲器及運算用RAM存儲器協(xié)同動作，所述程序存儲器包含有成為電流控制單元的控制程序，

所述電流控制單元包括：利用壓力對電流轉換表來設定與目標壓力相對應的目標平均電流Iaa的目標平均電流設定單元；設定作為目標的顫振振幅電流ΔI的顫振振幅電流設定單元；基于所述目標平均電流Iaa和所述顫振振幅電流ΔI相加得到的顫振合成電流的指示電流設定單元；以及第一校正單元或第二校正單元。

通過比例積分單元對所述目標平均電流設定單元所產生的所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd的偏差值和所述目標平均電流Iaa進行代數(shù)和運算，從而得到合成目標電流It，

所述顫振振幅電流設定單元在分別成為顫振電流大期間B和顫振電流小期間A的顫振振幅周期Td＝A+B中反復產生以顫振中間電流I0為基準、且通過加上或減去作為目標的所述顫振振幅電流ΔI的一半而得到的指令信號，即顫振大電流I2和顫振小電流I1，

所述指示電流設定單元基于由所述顫振振幅電流設定單元設定的所述顫振振幅電流ΔI、以及根據(jù)所述合成目標電流It而決定的所述顫振中間電流I0，來決定所述顫振大電流I2及所述顫振小電流I1，

所述第一校正單元作用于所述指示電流設定單元，利用實驗階段所測定得到的校正參數(shù)，對根據(jù)所述顫振中間電流I0和所述顫振振幅電流ΔI的大小而變動的所述通電電流的上升時間b和下降時間a的變動誤差進行校正，是設定不同于所述目標平均電流Iaa的值的指示電流來作為所述顫振中間電流I0的指示電流校正單元，

所述第二校正單元作用于所述顫振電流振幅設定單元，是對所述顫振電流大期間B與所述顫振振幅周期Td的比率即顫振占空比Γ＝B/Td進行設定以使得實現(xiàn)所述目標平均電流Iaa與所述顫振中間電流I0相一致的關系的顫振占空比校正單元。

發(fā)明效果

如上所述，本發(fā)明的顫振電流供電控制方法決定成為指示電流的顫振中間電流，以使得向感性電負載進行通電的通電電流的波形平均電流與目標平均電流相一致，并在實際運行階段，使用預備實驗階段所測定得到的校正參數(shù)，對該指示電流隨著顫振中間電流和顫振振幅電流的大小而變動的上升時間及下降時間的變動誤差進行校正，由此來進行運轉。

因此，具有下述效果：由于使用所生成的預計可獲得預定的目標平均電流的指示電流來進行負反饋控制，自動控制中的瞬態(tài)變動誤差的產生得以抑制，即使因其他原因而導致與指示電流相對應的檢測平均電流中包含了控制誤差，也能夠通過負反饋控制來自動地進行修正，從而能夠穩(wěn)定地進行高精度的通電控制。

如上所述，本發(fā)明的顫振電流供電控制裝置還包括指示電流設定單元和指示電流校正單元或者顫振占空比校正單元，以獲得由目標平均電流設定單元和顫振振幅電流設定單元所提供的目標平均電流和顫振振幅電流，并對顫振中間電流或顫振占空比進行設定從而實現(xiàn)比例電磁線圈的通電平均電流與目標平均電流相等的關系。

因此，具有下述效果：由于使用實驗階段測定得到的校正參數(shù)來生成預計可獲得所預定的目標平均電流的指示電流，因此，自動控制中的瞬態(tài)變動誤差的產生得以抑制，并且使用簡單的運算控制電路部就能夠獲得穩(wěn)定且高精度的通電電流。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實施方式1所涉及的顫振電流供電控制裝置的整體電路框圖。

圖2是圖1中運算控制電路部的電流控制框圖。

圖3A是表示圖2的電流控制模塊中的電流波形的特性曲線圖。

圖3B是表示圖2的電流控制模塊中的電流波形的特性曲線圖。

圖4是示出簡化地表示圖3A及圖3B的電流波形的示意電流波形的特性曲線圖。

圖5是表示圖1的顫振電流供電控制裝置中的響應時間差與指示電流之間的關系的實驗特性曲線圖。

圖6是表示圖1的顫振電流供電控制裝置中的目標電流與指示電流之間的關系的校正特性曲線圖。

圖7是本發(fā)明實施方式2所涉及的顫振電流供電控制裝置的整體電路框圖。

圖8是圖7中運算控制電路部的電流控制框圖。

圖9A是表示圖8的電流控制模塊中的電流波形的特性曲線圖。

圖9B是表示圖8的電流控制模塊中的電流波形的特性曲線圖。

圖10是表示圖7的顫振電流供電控制裝置中的顫振占空比與目標電流之間的關系的校正特性曲線圖。

圖11是本發(fā)明實施方式3所涉及的顫振電流供電控制裝置的整體電路框圖。

圖12是圖11中運算控制電路部的電流控制框圖。

圖13是表示圖11的顫振電流供電控制裝置中的顫振占空比與目標電流之間的關系的實驗特性曲線圖。

圖14是表示圖11的顫振電流供電控制裝置的位模式(bit pattern)的數(shù)據(jù)映射。

具體實施方式

實施方式1.

(1)結構的詳細說明

下面，對本發(fā)明的實施方式1所涉及的裝置的整體電路框圖即圖1進行說明。

圖1中，顫振電流供電控制裝置100A對例如汽車用變速機的用于變速檔選擇的多個液壓電磁閥中所設置的比例電磁線圈105提供包含有顫振電流的勵磁電流，從車載電池即外部電源101經由在未圖示的電源開關閉合時被激活的電源繼電器的輸出接點102向該顫振電流供電控制裝置100A施加電源電壓Vbb。

另外，對多個比例電磁線圈105分別設置標簽電阻(label resistor)107，并且在變速機內設置有用于測定代表其環(huán)境溫度的油溫的溫度傳感器106，該標簽電阻107用于對勵磁電流與液壓特性的個體偏差變動進行校正。

顫振電流供電控制裝置100A構成為以包含微處理器CPU的運算控制電路部120A為主體，經由恒壓電源110將例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc施加到該運算控制電路部120A。

運算控制電路部120A由非易失性的程序存儲器121及運算處理用的RAM存儲器122、后述的環(huán)形計數(shù)器123a、多通道AD轉換器124構成，程序存儲器121中設置有存儲成為后述的電流控制單元125A的控制程序、以及校正參數(shù)的非易失性的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域。

輸入接口電路130將模擬或導通截止動作的輸入信號連接至運算控制電路部120A的輸入端口，該模擬或導通截止動作的輸入信號通過未圖示的輸入傳感器組來獲得，該輸入傳感器組例如為隨著變速桿的選擇位置而相應地進行動作的變速傳感器、發(fā)動機旋轉傳感器、車速傳感器、檢測加速踏板的踏踩程度的加速踏板位置傳感器等。

另外，溫度傳感器106經由輸入接口電路130向多通道AD轉換器124輸出溫度檢測信號TMP，標簽電阻107經由輸入接口電路130作為特性標簽信號LBL被輸入到多通道AD轉換器124。

輸出接口電路140連接在例如液壓泵或用于選擇前后進的液壓電磁閥等未圖示的電負載組與運算控制電路部120A的輸出端口之間。

連接在比例電磁線圈105的上游位置的驅動用開關元件151經由選通電路150A由運算控制電路部120A所產生的驅動脈沖信號DRV來控制導通和截止。

比例電磁線圈105的下游位置經由電流檢測電阻153連接至接地電路GND，電流檢測電阻153的兩端電壓由放大器154進行放大，成為與比例電磁線圈105的通電電流成比例的電壓時的電流檢測信號If被輸入到多通道AD轉換器124。

換流電路元件152A連接在驅動用開關元件151和比例電磁線圈105的連接點與接地電路GND之間，在驅動用開關元件151開路時，流過比例電磁線圈105的通電電流換向至流經電流檢測電阻153。

另外，本實施方式中，換流電路元件152A由N溝道型的場效應晶體管反向連接而成，在該晶體管開路時，經由內部寄生二極管流過換向電流，若由選通電路150A提供了選通信號，則換向電流不會流過內部寄生二極管，而按從源極端子到漏極端子的方向流動。

因此，該換流電路元件152A因換流電流而產生的電壓降變小，從而具有低損耗，在想要迅速使通電電流衰減的情況下，優(yōu)選直接串聯(lián)連接用虛線進行圖示的衰減電阻155a，在不想要迅速使通電電流衰減的時候，預先利用附加開關元件155b使該衰減電阻155a短路即可。

在分別設置于多個比例電磁線圈105的驅動用開關元件151的上游位置，優(yōu)選設置用虛線來進行圖示的共用可變恒壓電源159a和平滑電容器159b，即使存在電源電壓Vbb的變動、因環(huán)境溫度變化而產生的比例電磁線圈105的內部電阻的變動，也能夠在使驅動用開關元件151完全導通時提供規(guī)定的基準電流。

連接在運算控制電路部120A和未圖示的外部設備之間的串行接口170構成為例如從編程工具向程序存儲器121進行控制程序和校正參數(shù)數(shù)據(jù)的發(fā)送和寫入，或者在與運行中的發(fā)動機控制裝置之間進行輸入輸出信號的相互通信。

接著，對關于圖1的運算控制電路部120A的電流控制框圖即圖2的結構進行說明。

圖2中，將壓力對電流轉換表20a預先存儲于程序存儲器121的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域，用電流對壓力的近似計算式或數(shù)據(jù)表的方式來示出所應用的比例電磁線圈105的勵磁電流與液壓電磁閥的輸出壓力之間的對應關系的標準特性。

誤差校正單元20b根據(jù)特性標簽信號LBL讀取出單獨附加于所連接的比例電磁線圈105的標簽電阻107的電阻值，根據(jù)該值對電流對壓力特性的個體偏差變動進行校正，從例如關于電流對壓力的多個標準數(shù)據(jù)中選擇具有與所應用的現(xiàn)有產品最為接近的電流對壓力特性的數(shù)據(jù)。

目標壓力設定單元21a構成為存儲由未圖示的其他控制程序計算得到且針對多個比例電磁線圈105中的特定的比例電磁線圈105的目標壓力Pt。目標平均電流設定單元21b讀取并設定與目標壓力設定單元21所設定的目標壓力Pt相對應，且通過參照壓力對電流轉換表20a而獲得的目標平均電流Iaa。

顫振壓力設定單元22a中，設定僅用來克服作用于液壓電磁閥的可動閥的靜止摩擦阻力的顫振壓力Pd。

顫振振幅電流設定單元22b計算顫振振幅電流ΔI，該顫振振幅電流ΔI與由顫振壓力設定單元22a所設定的顫振壓力Pd相對應，且通過參照壓力對電流轉換表20a來獲得。

顫振周期設定單元23a將顫振壓力設定單元22a所設定顫振壓力Pd、以及可動閥的重量考慮在內，設定使可動閥進行微振動所需的顫振振幅周期Td。

顫振占空比設定單元23b對圖3A及圖3B中將要闡述的顫振電流大期間B和顫振電流小期間A設定顫振占空比Γ＝B/Td，本實施方式中顫振占空比設定為50％。

這里，檢測電流反饋輸入單元27a通過多通道AD轉換器124對圖1的放大器154的輸出信號即電流檢測信號If進行數(shù)字轉換，并更新和存儲所獲得的數(shù)字值即檢測電流Id的當前值。

數(shù)字濾波器27b計算平滑時間常數(shù)Tf期間內檢測電流Id的移動平均值，并將其作為檢測平均電流Idd，平滑時間常數(shù)Tf是比顫振振幅周期Td要大的值。

比例積分單元28產生包含有與目標平均電流設定單元21b所得到的目標平均電流Iaa和檢測平均電流Idd之間的偏差值成比例的比例分量、以及偏差值的時間積分分量的誤差信號。

指示電流設定單元24a基于合成目標電流It來設定顫振大電流I2和顫振小電流I1，該合成目標電流It通過將目標平均電流設定單元21b所得到的目標平均電流Iaa與比例積分單元28所得到的比例積分的誤差信號相加而得到。

指示電流校正單元24b(第一校正單元)基于后述的校正參數(shù)，計算成為與合成目標電流It相對應的指示電流的顫振中間電流I0。另外，這里所提到的顫振大電流I2、顫振小電流I1、顫振中間電流I0以及顫振振幅電流ΔI之間的關系如(計算式1)所示。

I2＝I0+ΔI/2、I1＝I0-ΔI/2···(計算式1)

因此可以得到ΔI＝I2-I1、I0＝(I2+I1)/2，顫振中間電流I0與顫振電流波形的平均值即波形平均電流Ia未必一定一致。

指示電流校正單元24b計算出所提供的合成目標電流It與波形平均電流Ia相一致的顫振中間電流I0。

PWM占空比設定單元25a在環(huán)形計數(shù)器123a中設定直到驅動用開關元件151的閉合期間τon到來為止的計數(shù)值S，該計數(shù)值S實際被設定為使得顫振大電流I2與基準電流Is的比率γ2＝I2/Is、或顫振小電流I1與基準電流Is的比率γ1＝I1/Is與PWM占空比γ＝τon/τ＝S/N相等，其中，該環(huán)形計數(shù)器123在通過對時鐘信號進行N次計數(shù)從而PWM周期τ到來時恢復為初始狀態(tài)。

另外，基準電流Is例如是比例電磁線圈105的額定電流，例如在20℃的基準溫度下，將比例電磁線圈105的電阻值設為基準電阻R0，在設為PWM占空比γ＝1)即將驅動用開關元件151閉合時，施加于比例電磁線圈105的電壓成為基準電壓V0＝Is×R0。

電源電壓校正單元25b將當前的電源電壓Vbb與基準電壓V0的比率即電壓校正系數(shù)Ke＝Vbb/V0的倒數(shù)與PWM占空比γ＝τon/τ相乘，若電源電壓Vbb大于基準電壓V0，則使得PWM占空比γ變小。

檢測溫度輸入單元25d利用多通道AD轉換器124對由溫度傳感器106得到的溫度檢測信號TMP進行數(shù)字轉換，并輸入到當前電阻校正單元25c，

當前電阻校正單元25c根據(jù)比例電磁線圈105的溫度對電阻特性的近似計算式，計算出比例電磁線圈105的當前溫度下的負載電阻R，并將負載電阻R與基準電阻R0的比率即電阻校正系數(shù)Kr＝R/R0與PWM占空比γ＝τon/τ相乘，由此來決定校正占空比。

另外，在使用圖1的共用可變恒壓電源159a的情況下，不需要對電源電壓校正單元25b和當前電阻校正單元25c進行的PWM占空比γ進行校正。

指令脈沖產生單元26a構成為以環(huán)形計數(shù)器123a為主體，基于由PWM占空比設定單元25a所設定的PWM占空比γ，來產生成為PWM周期τ、導通時間τon的驅動脈沖信號DRV，利用該驅動脈沖信號DRV來對驅動用開關元件151進行導通/截止驅動。

增大占空比設定單元26b在檢測電流Id與作為目標的顫振大電流I2相比為過小，且指示電流設定單元24a所得到的指示電流與檢測電流Id的偏差值即偏差電流Ix的絕對值在第一閾值以上時進行作用，暫時使指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在檢測電流Id增大并接近和通過作為目標的顫振大電流I2的時間之后，恢復到PWM占空比設定單元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。

減少占空比設定單元26c在檢測電流Id與作為目標的顫振小電流I1相比為過大，且指示電流設定單元24a所得到的指示電流與檢測電流Id的偏差值即偏差電流Ix的絕對值在第二閾值以上時進行作用，暫時使指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV的PWM占空比γ＝τon/τ減少，在檢測電流Id減少并接近和通過作為目標的顫振小電流I1的時間之后，恢復到PWM占空比設定單元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。

另外，一次顫振振幅周期Td由整數(shù)倍(例如10～20倍)的PWM周期τ構成，并且比例電磁線圈105的電感L與負載電阻R的比率即感應時間常數(shù)Tx＝L/R的值是比顫振振幅周期Td要小的值，但卻是與PWM周期τ相比為足夠大的值。

(2)作用、動作以及方法的詳細說明

下面，基于圖3A、圖3B至圖6所示出的特性曲線圖，來依次對根據(jù)圖1、圖2構成的本發(fā)明的實施方式1所涉及的裝置的作用、動作、以及控制方法進行詳細說明。

首先，圖1、圖2中，若使未圖示的電源開關閉合，則電源繼電器的輸出接點102閉合，電源電壓Vbb被施加到顫振電流供電控制裝置100A。

其結果是，恒壓電源110產生例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc，構成運算控制電路部120A的微處理器CPU開始控制動作。

微處理器CPU根據(jù)從輸入接口電路130輸入的未圖示的輸入傳感器組的動作狀態(tài)、以及非易失性的程序存儲器121所存儲的控制程序的內容進行動作，產生針對輸出接口電路140所連接的未圖示的電負載組的負載驅動指令信號，并通過驅動用開關元件151對電負載組中特定的電負載即多個比例電磁線圈105進行導通/截止控制，從而對其通電電流進行控制。

該驅動用開關元件151由圖2所示的指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV來進行導通/截止控制，該驅動脈沖信號DRV在PWM周期τ的期間中僅在導通時間τon的期間產生導通指令，其結果是，使得成為Vbb×τon/τ的平均電壓被施加到比例電磁線圈105。

指示電流設定單元24a與顫振振幅電流設定單元22b及指示電流校正單元24b協(xié)同進行動作，決定與合成目標電流It相對應的顫振中間電流I0，計算出由計算式1所表示的顫振大電流I2和顫振小電流I1，并經由PWM顫振設定單元25a向指令脈沖產生單元26a指令PWM占空比γ＝τon/τ。

合成目標電流It是對目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa和比例積分單元28產生的誤差信號進行代數(shù)和運算而得到的，目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa與數(shù)字濾波器27b得到的檢測平均電流Idd的偏差信號被輸入到比例積分單元28。

數(shù)字濾波器27b的平滑時間常數(shù)Tf設定為比顫振振幅周期Td要大，檢測平均電流Idd相當于進行脈動的顫振電流的波形平均電流Ia。

與此相對地，對從放大器154獲得的電流檢測信號If僅進行數(shù)字轉換后得到的檢測電流Id表示隨著大小顫振電流進行脈動的通電電流的當前值。

于是，增大占空比設定單元26b和減少占空比設定單元26c輔助指令脈沖產生單元26a進行動作，以使得根據(jù)指示電流設定單元24a交替產生的指令信號即顫振大電流I2及顫振小電流I1與檢測電流Id的偏差電流Ix相應地進行動作，使PWM占空比γ急增或急減，從而迅速地實現(xiàn)電流變化。

因此，以高頻度進行增減的顫振振幅電流不直接成為運算控制單元中的負反饋控制的對象，而是通過對其波形平均電流進行負反饋控制來間接地反映，從而不需要對按照規(guī)定的增減方式高頻度地進行變化的通電電流進行響應，因此，控制特性穩(wěn)定，并且能夠應用簡單的運算控制單元。

接著，在表示圖2的電流控制模塊的電流波形的特性曲線圖即圖3A和圖3B中，圖3A是換流電路元件152A為圖1所示的場效應晶體管，且不具有虛線所示的衰減電阻155a和附加開關元件155b的情況，特別示出了顫振電流大期間B與顫振電流小期間A相等的情況下的電流波形。

根據(jù)圖3A可知，從顫振小電流I1到顫振大電流I2的上升時間比從顫振大電流I2到顫振小電流I1的下降時間要短，作為其結果，波形平均電流Ia成為比顫振中間電流I0要大的值。

與此相對地，圖3B示出了縮短顫振電流大期間B以使得波形平均電流Ia與顫振中間電流I0相一致的情況下的電流波形。

另外，通過圖4詳細說明波形平均電流Ia與顫振中間電流I0之間的關系。

在示出簡化地表示圖3A及圖3B的電流波形的示意電流波形的特性曲線圖即圖4中，若將從顫振小電流I1到顫振大電流I2的上升時間設為b，將從顫振大電流I2到顫振小電流I1的下降時間設為a，并參照(計算式1)計算顫振振幅周期Td期間的顫振電流波形的面積，則可得到下式。

期間b的面積＝b×(I1+I2)/2＝b×I0

期間(B-b)的面積＝(B-b)×I2＝(B-b)×(I0+ΔI/2)

期間a的面積＝a×(I1+I2)/2＝a×I0

期間(A-a)的面積＝(A-a)×I1＝(A-a)×(I0-ΔI/2)

期間Td的全面積＝Td×I0+[(B-b)-(A-a)]×ΔI/2

因此，期間Td的全面積除以顫振振幅周期Td而得到的波形平均電流Ia可由(計算式2)來表示。

Ia＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td···(計算式2)

圖3A示出(計算式2)的狀態(tài)，可知若(B-b)＞(A-a)，則Ia＞I0。

在(計算式2)中，可知如果對顫振電流大期間B或顫振電流小期間A進行調整以使得(B-b)＝(A-a)，則會得到圖3B所示的Ia＝I0。

因此，在實驗測定中，若將顫振中間電流I0作為指示電流來測定檢測平均電流Idd，并對顫振電流大期間B進行調整以使得顫振中間電流I0與檢測平均電流Idd(即波形平均電流Ia)相一致，則在該時間(B-b)＝(A-a)、A+B＝Td的關系成立，因此，可得到(計算式3a)、(計算式3b)、以及(計算式3c)。

A＝[(Td+(a-b)]/2·····(計算式3a)

B＝[(Td-(a-b)]/2·····(計算式3b)

∴(a-b)＝A-B＝Td-2×B(＝2×A-Td)····(計算式3c)

通過多個樣本的實驗測定，來測定顫振中間電流IO相對于響應時間差(a-b)的平均值((a-b))，并對其進行圖示，從而得到圖5所示的表示響應時間差相對于指示電流的關系的實驗特性曲線圖。

另外，圖5中，特性曲線圖500a示出了將顫振振幅電流ΔI設為目標平均電流Iaa的最大值的10％的情況，特性曲線圖500b示出了將顫振振幅電流ΔI設為目標平均電流Iaa的最大值的140％的情況。

如何將由此測定得到的平均響應時間差((a-b))反映在實際的運轉中可使用第一校正方法和第二校正方法。

第一校正方法是下述校正，即：在(計算式2)中設為B＝A，使顫振電流大期間B與顫振電流小期間A相一致，并將顫振占空比Γ＝B/Td固定為50％，該情況下成為目標平均電流Iaa的波形平均電流Ia與成為指示電流的顫振中間電流I0的關系由(計算式2a)來計算。

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(計算式2a)

圖6是表示第一校正方法中目標電流與指示電流之間的關系的校正特性曲線圖。

另外，圖6中，特性曲線圖600a示出了將顫振振幅電流ΔI設為目標平均電流Iaa的最大值的10％的情況，特性曲線圖600b示出了將顫振振幅電流ΔI設為目標平均電流Iaa的最大值的140％的情況。

第二校正方法是下述校正，即：在(計算式2)中，設為B-b＝A-a，使成為目標平均電流Iaa的波形平均電流Ia與成為指示電流的顫振中間電流I0相一致，與該顫振中間電流I0相對應的顫振電流大期間B或顫振電流小期間A由(計算式5b)或(計算式5a)來計算。

A＝[(Td+((a-b))]/2·····(計算式5a)

B＝[(Td-((a-b))]/2·····(計算式5b)

這將應用于后述的實施方式2。

在任一種情況下，平均響應時間差((a-b))可以使用與目標平均電流Iaa的實用范圍即從最小值到最大值的區(qū)間的中間值相對應的、或者與常用的特定的代表目標平均電流相對應的平均響應時間差，或者，可以使用利用關于多個階段的目標平均電流Iaa的多個平均響應時間差通過插值運算來計算得到的平均響應時間差。

(3)實施方式1的要點和特征

通過上述說明可明確獲知，本發(fā)明的實施方式1的顫振電流供電控制方法包括：

運算控制步驟，該運算控制步驟中，對驅動具有滑動電阻的執(zhí)行器的感應電負載生成與目標平均電流Iaa相對應的指示電流的指令信號，以使得該目標平均電流Iaa與檢測平均電流Idd相一致，并進行通電電流的負反饋控制，

由所述滑動電阻決定的規(guī)定的顫振(Dither)振幅電流ΔI被附加到所述目標平均電流Iaa，在所述顫振電流供電控制方法中，

若將所述顫振振幅電流ΔI設定為顫振振幅周期Td中顫振電流大期間B的顫振大電流的飽和推定值I2、與顫振電流小期間A(A＝Td-B)的顫振小電流的飽和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，則上述(計算式1)成立。

將所述通電電流用于從所述顫振小電流I1增加到顫振大電流I2為止的上升時間設為b，將所述通電電流用于從所述顫振大電流I2減少到顫振小電流I1為止的下降時間設為a時，此時的波形平均電流Ia由上述(計算式2)計算得到。

于是，所述波形平均電流Ia是所述顫振振幅周期Td的期間的所述通電電流的時間積分值除以所述顫振振幅周期Td而得到的值，計算使該波形平均電流Ia與所述目標平均電流Iaa相一致的顫振中間電流I0，該顫振中間電流I0成為用于獲得所述目標平均電流Iaa的所述指示電流，

在實驗階段，通過顫振振幅周期Td以顫振大電流I2和顫振小電流I1對作為樣本的所述感性電負載進行通電驅動，與由此得到的多個階段的所述顫振中間電流I0相對應的所述上升時間b和下降時間a的響應時間差(a-b)的實驗測定數(shù)據(jù)通過測量或計算機上的模擬實驗來獲得，

在制造組裝階段，將基于通過多個樣本而得到的所述實驗測定數(shù)據(jù)的平均值來計算得到的“顫振中間電流I0對平均響應時間差((a-b))”的近似計算式或數(shù)據(jù)表格作為校正參數(shù)存儲到與微處理器協(xié)同動作的程序存儲器中，該微處理器成為執(zhí)行所述運算控制步驟的運算控制單元，

作為實際運行階段的第1步驟，讀取并設定所提供的目標平均電流Iaa和顫振振幅電流ΔI,作為第2步驟，計算滿足計算式(2)的波形平均電流Ia與所提供的目標平均電流Iaa相一致的關系的指示電流、以及顫振電流大期間B與顫振振幅周期Td的比率即顫振占空比Γ＝B/Td，并將該指示電流設定作為所述顫振中間電流I0，作為第3步驟，通過所述運算控制單元進行負反饋控制，以滿足所述通電電流的檢測平均電流Idd與所述目標平均電流Iaa即所述波形平均電流Ia相一致的關系。

所述實驗測定數(shù)據(jù)通過下述方式獲得，即：將所述顫振振幅周期Td＝A+B設為固定，在規(guī)定的所述顫振中間電流I0下一邊調整所述顫振占空比Γ＝B/Td，一邊測定所述檢測平均電流Idd與所述顫振中間電流I0相一致時的所述顫振電流大期間B或所述顫振電流小期間A，所述顫振中間電流I0與所述檢測平均電流Idd即波形平均電流Ia相一致是指(計算式2)中所述顫振電流大期間B與所述上升時間b的差分值(B-b)變?yōu)榕c所述顫振電流小期間A與所述下降時間a的差分值(A-a)相等，從而所述顫振中間電流I0與所述波形平均電流Ia相一致，因此，(計算式3a)或(計算式3b)成立，

A＝[(Td+(a-b)]/2·····(計算式3a)

B＝[(Td-(a-b)]/2·····(計算式3b)

所述校正參數(shù)是“顫振中間電流I0對平均響應時間差((a-b))”的近似計算式或數(shù)據(jù)表格，通過下述方式獲得，即：在基準電壓和基準溫度的環(huán)境下，利用所述感性電負載的多個樣本，對規(guī)定的顫振振幅周期Td、與所述目標平均電流Iaa相對應地確定的所述顫振振幅電流ΔI、以及多個階段的所述顫振中間電流I0進行實驗測定，基于與此相對應地實測得到的所述顫振電流大期間B00或顫振電流小期間A00，通過(計算式4)計算出響應時間差(a-b)，并將多個樣本的平均值設定為所述顫振中間電流I0下的平均響應時間差((a-b))。

(a-b)＝Td-2×B00(＝2×A00-Td)→平均值((a-b))

···(計算式4)

如上所述，與本發(fā)明的第二方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得所設定的顫振中間電流與檢測平均電流相一致，并對與顫振中間電流相對應的下降時間和上升時間的差分值即響應時間差進行測定。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：在實驗階段無需直接觀測下降時間和上升時間，使用實驗測定所應用的顫振中間電流、以及使用與其相對應地測定得到的檢測平均電流來作為波形平均電流，從而等價地測定下降時間和上升時間，進而能夠與實際使用目的相一致地進行高精度的測定。

這在實施方式2和3中也一樣。

在所述實際運行階段，應用第一校正方法，

所述第一校正方法是下述校正，即：在(計算式2)中設為B＝A，使所述顫振電流大期間B與所述顫振電流小期間A相一致，并將所述顫振占空比Γ＝B/Td固定為50％，該情況下成為目標平均電流Iaa的波形平均電流Ia與成為指示電流的顫振中間電流I0的關系由(計算式2a)來計算，

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(計算式2a)

所述平均響應時間差((a-b))可以使用與目標平均電流Iaa的實用范圍即從最小值到最大值的區(qū)間的中間值相對應的、或者與常用的特定的代表目標平均電流相對應的平均響應時間差，或者，可以使用利用關于多個階段的目標平均電流Iaa的多個平均響應時間差通過插值運算來計算得到的平均響應時間差。

如上所述，與本發(fā)明的第三方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得波形平均電流與顫振中間電流相一致，并測定與顫振中間電流相對應的下降時間和上升時間的差分值即響應時間差，作為實際運行階段的第一校正方法，將顫振占空比固定為50％，使用實驗測定階段所獲得的平均響應時間差數(shù)據(jù)來計算與波形平均電流相對應的顫振中間電流，并將該顫振中間電流應用作為與目標平均電流相對應的指示電流。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：通過使用基于(計算式2a)的簡單的計算式對顫振中間電流進行校正并將其作為指示電流，從而即使顫振電流的下降時間和上升時間發(fā)生變動，也能夠與所提供的目標平均電流相對應地決定適當?shù)念澱裰虚g電流作為指示電流，從而能夠減少控制誤差。

通過上述說明可明確獲知，本發(fā)明的實施方式1的顫振電流供電控制裝置包括：

運算控制電路部120A，該運算控制電路部120A根據(jù)對感性電負載即比例電磁線圈105進行通電的通電電流，對作為對液體壓力進行比例控制的執(zhí)行器即比例電磁閥生成與針對所述比例電磁線圈105的目標平均電流Iaa相對應的指示電流的指令信號，以使得該目標平均電流Iaa與檢測平均電流Idd相一致，并進行通電電流的負反饋控制，由所述比例電磁閥的可動閥的滑動電阻而決定的規(guī)定的顫振(Dither)振幅電流ΔI被附加到所述目標平均電流Iaa，在所述顫振電流供電控制裝置中，

所述比例電磁線圈105與對其通電電流進行斷續(xù)控制的驅動用開關元件151和電流檢測電阻153串聯(lián)連接，并且包括與所述比例電磁線圈105和所述電流檢測電阻153的串聯(lián)電路并聯(lián)連接的換流電路元件152A，

所述運算控制電路部120A構成為以微處理器CPU為主體，該微處理器CPU與程序存儲器121及運算用RAM存儲器122協(xié)同動作，所述程序存儲器121包含有成為電流控制單元125A的控制程序，

所述電流控制單元125A包括利用壓力對電流轉換表20a來設定與目標壓力相對應的目標平均電流Iaa的目標平均電流設定單元21b；設定作為目標的顫振振幅電流ΔI的顫振振幅電流設定單元22b；基于所述目標平均電流Iaa和所述顫振振幅電流ΔI相加得到的顫振合成電流來設定指示電流的指示電流設定單元24a；以及第一校正單元24b。

通過比例積分單元28對所述目標平均電流設定單元21b所生成的所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd的偏差值和所述目標平均電流Iaa進行代數(shù)和運算，從而得到合成目標電流It，

所述顫振振幅電流設定單元22b在分別成為顫振電流大期間B和顫振電流小期間A的顫振振幅周期Td＝A+B中反復生成以顫振中間電流I0為基準、且通過加上或減去所述顫振振幅電流ΔI的一半而得到的作為目標的指令信號，即顫振大電流I2和顫振小電流I1。

所述指示電流設定單元24a基于由所述顫振振幅電流設定單元22b所設定的所述顫振振幅電流ΔI、以及根據(jù)所述合成目標電流It來決定的所述顫振中間電流I0，來決定所述顫振大電流I2及所述顫振小電流I1，

所述第一校正單元24b作用于所述指示電流設定單元24a，利用實驗階段所測定得到的校正參數(shù)，對根據(jù)所述顫振中間電流I0和所述顫振振幅電流ΔI的大小而變動的所述通電電流的上升時間b和下降時間a的變動誤差進行校正，所述第一校正單元24b是設定不同于所述目標平均電流Iaa的值的指示電流作為所述顫振中間電流I0的指示電流校正單元。

所述運算控制電路部120A中，基于PWM占空比設定單元25a中所決定的開關占空比，指令脈沖產生單元26a產生驅動脈沖信號DRV，通過選通電路150A直接對所述驅動用開關元件151進行導通/截止控制，

所述PWM占空比設定單元25a根據(jù)所述指示電流設定單元24a的指示電流相應地進行動作，決定所述驅動用開關元件151的導通時間即閉合期間τon與PWM周期τ的比率即PWM占空比γ＝τon/τ，

所述電流檢測電阻153的兩端電壓經由放大器154被輸入到所述運算控制電路部120A，與其數(shù)字轉換值成比例的檢測電流Id由數(shù)字濾波器27進行平滑化，從而成為所述檢測平均電流Idd，

所述PWM占空比設定單元25a對所述PWM占空比γ＝τon/τ進行初始設定，以使得所述顫振大電流I2和所述顫振小電流I1與基準電流Is的比率I2/Is、I1/Is相一致，

所述基準電流Is是所述比例電磁線圈105的電阻值為基準電阻R0、且所述驅動用開關元件151閉合時對所述比例電磁線圈105所施加的施加電壓為基準電壓V0時的通電電流V0/R0，

經由共用可變恒壓電源159a對所述比例電磁線圈105供電，對該共用可變恒壓電源159a進行負反饋控制，以使得其輸出電壓成為與所述比例電磁線圈105的當前的負載電阻R與基準電阻R0的電阻比率(R/R0)成比例的可變電壓Vx，或者以相當于該電阻比率除以當前的電源電壓Vbb和基準電壓V0的電壓比率(Vbb/V0)而得到的值的通電占空比來進行導通/截止控制，或者，

所述PWM占空比設定單元25a通過進一步將所述初始設定占空比γ＝τon/τ與由電源電壓校正單元25b得到的當前的電源電壓Vbb和所述基準電壓V0的比率即電壓校正系數(shù)Ke＝Vbb/V0的倒數(shù)相乘，或者，通過進一步將所述初始設定占空比γ＝τon/τ與由當前電阻校正單元25c計算得到的所述比例電磁線圈105的當前溫度下的負載電阻R與所述基準電阻R0的比率即電阻校正系數(shù)Kr＝R/R0相乘，從而得到并決定校正占空比。

接著，所述顫振振幅電流設定單元22b的所述顫振振幅周期Td比所述比例電磁線圈105的電感L與所述負載電阻R的比率即感應時間常數(shù)Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感應時間常數(shù)Tx要小，所述數(shù)字濾波器27b的平滑時間常數(shù)Tf比所述顫振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，

所述比例積分單元28在存在因所述第一校正單元24b而產生的所述指示電流設定單元24a的設定誤差，或者因所述第二校正單元23c而產生的所述顫振振幅電流設定單元22b的設定誤差，或者因所述當前電壓校正單元25b和所述當前電阻校正單元25c的任一方或雙方而產生的所述PWM占空比設定單元25a的設定誤差時，根據(jù)所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd的偏差信號的積分值來對所述合成目標電流It進行增減，并進行負反饋控制從而實現(xiàn)所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd相一致的關系，其積分時間常數(shù)Ti比所述顫振振幅周期Td要大。

這在實施方式2的情況下也一樣。

如上所述，與本發(fā)明的第八方面相關聯(lián)，為了獲得所提供的目標平均電流和顫振振幅電流，具備指示電流設定單元和指示電流校正單元或者顫振占空比校正單元，對顫振中間電流或顫振占空比進行設定從而滿足比例電磁線圈的通電平均電流成為與目標平均電流相等的關系，決定用于對比例電磁線圈的驅動用開關元件進行開關控制的通電占空比的PWM占空比設定單元在沒有連接共用可變恒壓源的情況下，根據(jù)當前電源電壓或當前溫度下比例電磁線圈的負載電阻來校正PWM占空比，并且根據(jù)目標平均電流和檢測平均電流的偏差信號的積分值來校正合成目標電流，并進行負反饋控制以使得目標平均電流與檢測平均電流相一致。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：通過構成為使用指示電流校正單元或顫振占空比校正單元、以及當前電壓校正單元或當前電阻校正單元，來獲得相當于目標平均電流的通電平均電流，并利用比例積分單元來抑制控制誤差，從而能夠與電源電壓和負載電阻、或者負載的電感的寬范圍的變動、以及目標平均電流的要求范圍的變動相對應地進行穩(wěn)定且高精度的負反饋控制。

所述運算控制電路部120A還包括根據(jù)所述指示電流設定單元24a交替地生成的指令信號即顫振大電流I2及顫振小電流I1與所述檢測電流Id的偏差電流Ix相對應地進行動作的增大占空比設定單元26b或減少占空比設定單元26c中的至少一個，

所述增大占空比設定單元26b在所述檢測電流Id與作為目標的所述顫振大電流I2相比過于小，且所述偏差電流Ix的絕對值在第一閾值以上時進行作用，暫時使所述指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在所述檢測電流Id增大并接近和通過作為目標的所述顫振大電流I2的時間之后，恢復到所述PWM占空比設定單元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，

所述減少占空比設定單元26c在所述檢測電流Id與作為目標的所述顫振小電流I1相比過于大，且所述偏差電流Ix的絕對值在第二閾值以上時進行作用，暫時使所述指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV的PWM占空比γ＝τon/τ減少，在所述檢測電流Id減少并接近和通過作為目標的所述顫振小電流I1的時間之后，恢復到所述PWM占空比設定單元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，

這在實施方式2的情況下也一樣。

如上所述，與本發(fā)明的第九方面相關聯(lián)，包括用于使顫振電流急增或急減的增大占空比設定單元或減少占空比設定單元。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：雖然不對顫振大電流和顫振小電流直接進行負反饋控制，但在該增減切換的時間，通過暫時進行通電占空比的校正來提高控制的響應性。

并且，還具有下述特征，即：通過使用增大占空比設定單元或減少占空比設定單元，即使在比例電磁線圈的通電開始時、以及通電停止時也能夠迅速地進行通電電流的增減，從而能夠快速接近目標電流，或者快速進行切斷。

與所述比例電磁線圈105并聯(lián)連接的換流電路包括在所述比例電磁線圈105的通電切斷時、以及在從所述顫振大電流I2到所述顫振小電流I1的切換轉移時的減少電流所需時間內設為有效的高速切斷電路，

所述高速切斷電路包含與所述換流電路元件152A串聯(lián)連接的衰減電阻155a、以及與該衰減電阻155a并聯(lián)連接且在所述減少電流所需時間內被開路的附加開關元件155b。

如上所述，與本發(fā)明的第十三方面相關聯(lián)，在比例電磁線圈的通電切斷時、以及在從顫振大電流到顫振小電流的切換轉移時的減少電流所需時間內，利用與換流電路元件串聯(lián)連接的衰減電阻來使換流電流急速衰減。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：在縮短顫振電流的下降時間以減少其變動誤差的同時，能夠在進行通電電流的導通/截止控制的通常時間，通過在使驅動用開關元件開路時使通電電流換向流過換流電路元件，從而抑制電磁能量的釋放，能夠利用較少的功耗來進行通電電流的控制。

所述指令脈沖產生單元26a所產生的脈沖信號的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期間內對N次的時鐘信號進行計數(shù)，在其中的S次為導通指令時PWM占空比γ成為S/N(γ＝S/N)，以所述N次的時鐘信號為一個單位的所述PWM周期τ在所述顫振振幅周期Td的期間內產生n次，所述顫振占空比Γ＝B/Td的最小調整單位為Td/n，

所述指令脈沖產生單元26a是對所述時鐘信號進行計數(shù)的環(huán)形計數(shù)器123a，可使用以計數(shù)值1～S為導通期間，計數(shù)值S+1～N為截止期間的方式使導通期間連續(xù)的集中型的計數(shù)器。

這在實施方式2中也一樣。

如上所述，與本發(fā)明的第十四方面相關聯(lián)，在一個顫振振幅周期的期間內存在n次的PWM周期，其中的B/τ次設定對應于顫振大電流I2的PWM占空比γ2，A/τ((A+B＝n×τ))次設定對應于顫振小電流I1的PWM占空比γ1。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：能夠利用顫振占空比Γ＝B/(A+B)，來對因比例電磁線圈的電流上升特性和下降特性的偏差而在目標平均電流與檢測平均電流之間產生的控制誤差的發(fā)生進行校正。

實施方式2.

(1)結構的詳細說明

下面，對于本發(fā)明實施方式2所涉及的裝置的整體電路框圖即圖7，以與圖1的不同點為中心對其結構進行詳細說明。

另外，各圖中共通標號示出相同或相當部分，并利用標號末尾的大寫的字母標號來示出實施方式的不同。

首先，圖1與圖7的主要不同點在于，為場效應晶體管的換流電路元件152A被改變成為二極管的換流電路元件152B，高速切斷電路也不同。并且，使用電阻檢測電路180來替換溫度傳感器106，標簽電阻107沒有進行圖示。

圖7中，從車載電池即外部電源101經由與圖1相同的電源繼電器的輸出接點102向顫振電流供電控制裝置100B施加電源電壓Vbb，并且汽車用變速機內的多個液壓電磁閥中所設置的比例電磁線圈105與顫振電流供電控制裝置100B相連接。

顫振電流供電控制裝置100B構成為以包含微處理器CPU的運算控制電路部120B為主體，經由恒壓電源110將例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc施加到該運算控制電路部120B。

運算控制電路部120B由非易失性的程序存儲器121及運算處理用的RAM存儲器122、環(huán)形計數(shù)器123a、多通道AD轉換器124構成，程序存儲器121中設置有存儲成為后述的電流控制單元125B的控制程序、以及校正參數(shù)的非易失性的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域。

輸入接口電路130、輸出接口電路140、串行接口170與圖1同樣地連接至運算控制電路部120B。

連接在比例電磁線圈105的上游位置的驅動用開關元件151經由選通電路150B由運算控制電路部120B所產生的驅動脈沖信號DRV來控制導通和截止。

比例電磁線圈105的下游位置經由電流檢測電阻153連接至接地電路GND，電流檢測電阻153的兩端電壓由放大器154進行放大，成為與比例電磁線圈105的通電電流成比例的電壓時的電流檢測信號If被輸入到多通道AD轉換器124。

換流電路元件152B連接在驅動用開關元件151和比例電磁線圈105的連接點與接地電路GND之間，在驅動用開關元件151開路時，流過比例電磁線圈105的通電電流換向至流過電流檢測電阻153。

另外，本實施方式中，換流電路元件152B為二極管，在想要使通電電流迅速衰減的情況下，優(yōu)選串聯(lián)連接用虛線來進行圖示的換流開關元件158a，該換流開關元件158a與電壓限幅二極管158b相連接，并且在減少電流所需時間內使換流開關元件158a開路，其兩端電壓由電壓限幅二極管158b來進行限制即可。

此外，與圖1的情況相同，優(yōu)選設置用虛線來進行圖示的共用可變恒壓電源159a和平滑電容器159b，即使存在電源電壓Vbb的變動、因環(huán)境溫度變化而產生的比例電磁線圈105的內部電阻的變動，也能夠在使驅動用開關元件151完全導通時提供規(guī)定的基準電流。

電阻檢測電路180由第二放大器183構成，該第二放大器183從控制電壓Vcc經由采樣開關元件181、以及具有比負載電阻R要大的值的電阻值Rs的串聯(lián)電阻182向非驅動中的比例電磁線圈105提供脈沖電流，并且對此時施加于比例電磁線圈105的施加電壓Vs＝Vcc×R/(R+Rs)進行放大，并產生電阻檢測信號RDS。

其中，電阻值Rs與負載電阻R相比足夠大，施加電壓Vs變?yōu)閂s≈Vcc×R/Rs時，經由串聯(lián)電路182流入比例電磁線圈105的電流Vcc/Rs非常微小，由此無法使液壓電磁閥動作。

接著，對于圖7中運算控制電路部120B的電流控制框圖即圖8，以與圖2的不同點為中心對其結構進行詳細說明。

首先，圖2與圖8的不同點在于顫振占空比校正單元23c(第二校正單元)、指示電流校正單元24bb、電阻信號輸入單元25dd，關于誤差校正單元20b省略了圖示，其他的結構要素全部與圖2相同。

圖8中，顫振占空比校正單元23c基于合成目標電流It，對圖9A及圖9B中將要闡述的顫振電流大期間B和顫振電流小期間A設定顫振占空比Γ＝B/Td，本實施方式中基于上述(計算式5b)來設定顫振占空比Γ＝B/Td。

(計算式5b)作為校正參數(shù)存儲于程序存儲器121的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域。

指示電流校正單元24bb不對合成目標電流It進行校正，而直接應用作為指示電流設定單元24a所應用的顫振中間電流I0。

電阻信號輸入單元25dd對采樣開關元件181進行脈沖驅動，接收此時的電阻檢測信號RDS，利用計算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc計算出比例電磁線圈105的當前溫度下的內部電阻即負載電阻R。

(2)作用、動作以及方法的詳細說明

下面，基于圖9A、圖9B、圖10所示出的特性曲線圖，來依次對根據(jù)圖7、圖8構成的本發(fā)明的實施方式2所涉及的裝置的作用、動作、以及控制方法進行詳細說明。

首先，圖7、圖8中，若使未圖示的電源開關閉合，則電源繼電器的輸出接點102閉合，電源電壓Vbb被施加到顫振電流供電控制裝置100B。其結果是，恒壓電源110產生例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc，構成運算控制電路部120B的微處理器CPU開始控制動作。

微處理器CPU根據(jù)從輸入接口電路130輸入的未圖示的輸入傳感器組的動作狀態(tài)、以及非易失性的程序存儲器121所存儲的控制程序的內容進行動作，生成針對輸出接口電路140所連接的未圖示的電負載組的負載驅動指令信號，并通過驅動用開關元件151對電負載組中特定的電負載即多個比例電磁線圈105進行導通/截止控制，對其通電電流進行控制。

該驅動用開關元件151由圖8所示的指令脈沖產生單元26a所產生的驅動脈沖信號DRV來進行導通/截止控制，該驅動脈沖信號DRV在PWM周期τ的期間中僅在導通時間τon的期間產生導通指令，其結果使得成為Vbb×τon/τ的平均電壓被施加到比例電磁線圈105。

指示電流設定單元24a與顫振振幅電流設定單元22b及指示電流校正單元24bb協(xié)同進行動作，決定與合成目標電流It相對應的顫振中間電流I0，計算出由計算式1所示的顫振大電流I2和顫振小電流I1，并經由PWM顫振設定單元25a向指令脈沖產生單元26a指令PWM占空比γ＝τon/τ。

指示電流校正單元24bb不對合成目標電流It進行校正，而直接應用作為如上述那樣在指示電流設定單元24a中所應用的顫振中間電流I0。

合成目標電流It是對目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa和比例積分單元28所產生的誤差信號進行代數(shù)和運算而得到的，由目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa與由數(shù)字濾波器27b得到的檢測平均電流Idd的偏差信號被輸入到比例積分單元28。

數(shù)字濾波器27b的平滑時間常數(shù)Tf設定為比顫振振幅周期Td要大，檢測平均電流Idd相當于進行脈動的顫振電流的波形平均電流Ia。

與此相對地，對從放大器154獲得的電流檢測信號If進行簡單的數(shù)字轉換后得到的檢測電流Id表示隨著大小顫振電流進行脈動的通電電流的當前值。

于是，增大占空比設定單元26b和減少占空比設定單元26c輔助指令脈沖產生單元26a進行動作，以使得根據(jù)指示電流設定單元24a交替地產生的指令信號即顫振大電流I2及顫振小電流I1與檢測電流Id的偏差電流Ix相應地進行動作，使PWM占空比γ急增或急減，從而迅速地實現(xiàn)電流變化。

因此，以高頻度進行增減的顫振振幅電流不直接成為利用運算控制單元進行的負反饋控制的對象，而是通過對其波形平均電流進行負反饋控制來間接地反映，從而不需要對按照規(guī)定的增減方式高頻度地進行變化的通電電流進行響應，所以控制特性穩(wěn)定，并且能夠應用簡單的運算控制單元。

接著，在表示圖8的電流控制模塊中的電流波形的特性曲線圖即圖9A和圖9B中，

圖9A示出了換流電路元件152B是圖7所示的二極管，且是不具有用虛線表示的換流開關元件158a、電壓限幅二極管158b的情況，特別示出了將顫振電流大期間B設定得比顫振電流小期間A要小的情況下的電流波形。

根據(jù)圖9A可知，從顫振小電流I1到顫振大電流I2的上升時間比從顫振大電流I2到顫振小電流I1的下降時間要短，作為其結果，波形平均電流Ia成為比顫振中間電流I0要小的值。

與此相對地，圖9B示出了將顫振電流大期間B與顫振電流小期間A設定為相等的情況下的電流波形。

其結果是，在圖9A中，波形平均電流Ia比顫振中間電流I0要小，圖9B中，波形平均電流Ia比顫振中間電流I0要大。

另外，波形平均電流Ia與顫振中間電流I0之間的關系如圖4所說明的那樣。

平均響應時間差((a-b))與指示電流(顫振中間電流I0)的參考例如圖5所示。

在表示圖7的裝置的顫振占空比與目標電流之間的關系的校正特性曲線圖即圖10中，圖10示出了用于利用上述的第二校正方法使合成目標電流It與顫振中間電流I0相一致的顫振占空比Γ＝B/Td的關系，這可以通過(計算式5b)計算得到。

(3)實施方式2的要點和特征

通過上述說明可知，本發(fā)明的實施方式2的顫振電流供電控制方法與實施方式1的情況相同，決定成為指示電流的顫振中間電流，以使得向感性電負載進行通電的通電電流的波形平均電流與目標平均電流相一致，并在實際運行階段，使用預備實驗階段所測定得到的校正參數(shù)，對該指示電流隨著顫振中間電流和顫振振幅電流的大小而變動的上升時間及下降時間的變動誤差進行校正，由此來進行運轉。

并且，與本發(fā)明的第二方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得所設定的顫振中間電流與檢測平均電流相一致，并對與顫振中間電流相對應的上升時間和下降時間的差分值即響應時間差進行測定。

在所述實際運行階段，應用第二校正方法，

第二校正方法是下述校正，即：在(計算式2)中，設為B-b＝A-a，使成為目標平均電流Iaa的波形平均電流Ia與成為指示電流的顫振中間電流I0彼此相一致，與該顫振中間電流I0相對應地，所述顫振電流大期間B或所述顫振電流小期間A由(計算式5b)或(計算式5a)來計算。

A＝[(Td+((a-b))]/2·····(計算式5a)

B＝[(Td-((a-b))]/2·····(計算式5b)

所述平均響應時間差((a-b))可以使用與目標平均電流Iaa的實用范圍即從最小值到最大值的區(qū)間的中間值相對應的、或者與常用的特定的代表目標平均電流相對應的平均響應時間差，或者，可以使用利用關于多個階段的目標平均電流Iaa的多個平均響應時間差通過插值運算來計算得到的平均響應時間差。

如上所述，與本發(fā)明的第三方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得波形平均電流與顫振中間電流相一致，并測定與顫振中間電流相對應的下降時間和上升時間的差分值即響應時間差，作為實際運行階段的第二校正方法，即使在實際運行階段將顫振占空比設為可變，也能夠使用實驗測定階段所獲得的響應時間差數(shù)據(jù)來計算出顫振電流大期間和顫振電流小期間。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：通過使用基于(計算式5b)的簡單的計算式對顫振占空比進行校正而不校正顫振中間電流，從而即使顫振電流的下降時間和上升時間發(fā)生變動，也能夠與所提供的目標平均電流相對應地決定適當?shù)念澱裰虚g電流作為指示電流，從而能夠減少控制誤差。

通過上述說明可知，本發(fā)明的實施方式2所涉及的顫振電流供電控制裝置100B與實施方式1的情況相同，包括具有電流控制單元125B的運算控制電路部120B、用于比例電磁線圈105的驅動用開關元件151、以及換流電路元件152B，并且還包括指示電流設定單元24a和顫振占空比校正單元23c，以獲得由目標平均電流設定單元21b和顫振振幅電流設定單元22b所提供的目標平均電流Iaa和顫振振幅電流ΔI，并對顫振中間電流I0或顫振占空比Γ進行設定，以滿足比例電磁線圈105的檢測平均電流Idd變?yōu)榕c目標平均電流Iaa相等的關系。

并且，應用了第二校正單元23c來取代實施方式1中的第一校正單元24b，所述第二校正單元23c作用于所述顫振電流振幅設定單元22b，是對所述顫振電流大期間B與所述顫振振幅周期Td的比率即顫振占空比Γ＝B/Td進行設定以實現(xiàn)所述目標平均電流Iaa與所述顫振中間電流I0相一致的關系的顫振占空比校正單元。

所述比例電磁線圈105分別設置于汽車用變速機中用于變速檔選擇的多個液壓電磁閥，該多個比例電磁線圈105分別具有所述驅動用開關元件151，并且包括至少與一對所述比例電磁線圈105相連接的電阻檢測電路180，該一對所述比例電磁線圈105中處于在一個被供電時另一個不被供電的狀態(tài)，

所述電阻檢測電路180由第二放大器183構成，該第二放大器183從穩(wěn)壓后的控制電壓Vcc經過由采樣開關元件181、以及具有比所述負載電阻R要大的值的電阻值Rs的串聯(lián)電阻182向非驅動中的所述比例電磁線圈105提供脈沖電流，并且對此時施加于比例電磁線圈105的施加電壓Vs＝Vcc×R/(R+Rs)進行放大，并產生電阻檢測信號RDS，

所述運算控制電路部120B對所述采樣開關元件181進行脈沖驅動，接收此時的所述電阻檢測信號RDS，利用計算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc計算出所述比例電磁線圈105的當前溫度下的內部電阻即所述負載電阻R，

所述比例電磁線圈105由根據(jù)其負載電阻R的值來校正輸出電壓的共用可變恒壓電源進行供電，或者包括PWM占空比設定單元25a，利用所述負載電阻R的值對所述驅動用開關元件151的通電占空比進行校正。

如上所述，與本發(fā)明的第十二方面相關聯(lián)，運算控制電路部對于非驅動中的比例電磁線圈，對經由較大電阻值的串聯(lián)電阻進行短時間驅動而獲得的比例電磁線圈的兩端電壓進行監(jiān)控，并測定其負載電阻。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：比例電磁線圈不會因該微小且短時間的脈沖電流而發(fā)生誤動作，由于比例電磁線圈的電感L和串聯(lián)電阻的電阻值Rs的比率即測定時間常數(shù)較小，因此，能夠利用短時間的脈沖電流來測定比例電磁線圈的飽和電壓。

另外，由于通電驅動過程中比例電磁線圈會因自身發(fā)熱而導致溫度進一步上升，因此，判定結果需要預先考慮到該情況，這在設置有油溫傳感器的情況下也是同樣，但本發(fā)明還具有下述特征，即：至少在從極低溫到極高溫進行變動的環(huán)境溫度下，能夠大致準確地測定當前電阻，并且與使用油溫傳感器的情況相比能夠削減信號布線的根數(shù)。

這在實施方式3中也一樣。

與所述比例電磁線圈105并聯(lián)連接的換流電路包括在所述比例電磁線圈105的通電切斷時、以及在從所述顫振大電流I2到所述顫振小電流I1的切換轉移時的減少電流所需的時間內設為有效的高速切斷電路，

所述高速切斷電路是與所述換流電路元件152B串聯(lián)連接的換流開關元件158a，

所述換流開關元件158a與電壓限幅二極管158b相連接，并且在所述減少電流所需時間內使所述換流開關元件158a開路，其兩端電壓由所述電壓限幅二極管158b來進行限制。

如上所述，與本發(fā)明的第十三方面相關聯(lián)，在比例電磁線圈的通電切斷時、以及在從顫振大電流到顫振小電流的切換轉移時的減少電流所需時間內，利用與換流電路元件串聯(lián)連接的換流開關元件來使換流電流急速衰減。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：在縮短顫振電流的下降時間以減少其變動誤差的同時，能夠在進行通電電流的導通/截止控制的通常時間，通過在使驅動用開關元件開路時使通電電流換向流過換流電路元件，從而抑制電磁能量的釋放，能夠利用較少的功耗來進行通電電流的控制。

實施方式3.

(1)結構的詳細說明

下面，對于本發(fā)明實施方式3所涉及的裝置的整體電路框圖即圖11，以與圖1的不同點為中心對其結構進行詳細說明。

另外，各圖中共通標號示出相同或相當部分，并利用標號末尾的大寫的字母標號來示出實施方式的不同。

首先，圖1與圖11根本上的不同點在于，圖11中運算控制電路部120C與選通電路150C之間設置有負反饋控制電路160，該負反饋控制電路160對運算控制電路部120C所產生的指令脈沖信號PLS進行平滑，并對驅動用開關元件151進行開關控制以使得成為與該平滑電壓成比例的通電電流。

并且，圖1與圖11的主要不同點在于，為場效應晶體管的換流電路元件152A被改變成為二極管的換流電路元件152C，并省略了高速切斷。

其中，為了識別換流電路的結構而將跳線156連接至未圖示的電路基板。

并且，使用電阻檢測電路180來取代溫度傳感器106，標簽電阻107未進行圖示，還設置有環(huán)式寄存器123b來取代環(huán)形計數(shù)器123a。

圖11中，從車載電池即外部電源101經由與圖1相同的電源繼電器的輸出接點102向顫振電流供電控制裝置100C施加電源電壓Vbb，并且汽車用變速機內的多個液壓電磁閥中所設置的比例電磁線圈105與顫振電流供電控制裝置100C相連接。

顫振電流供電控制裝置100C構成為以包含微處理器CPU的運算控制電路部120C為主體，經由恒壓電源110將例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc施加到該運算控制電路部120C。

運算控制電路部120C由非易失性的程序存儲器121、運算處理用的RAM存儲器122、環(huán)式寄存器123b、多通道AD轉換器124構成，程序存儲器121中設置有存儲成為后述的電流控制單元125C的控制程序和成為可變電壓指令單元25cc的控制程序、以及校正參數(shù)的非易失性的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域。

輸入接口電路130、輸出接口電路140、串行接口170與圖1同樣地連接至運算控制電路部120C。

連接在比例電磁線圈105的上游位置的驅動用開關元件151經由選通電路150C由負反饋控制電路160所產生的通電指令信號來控制導通和截止。

比例電磁線圈105的下游位置經由電流檢測電阻153連接至接地電路GND，電流檢測電阻153的兩端電壓由放大器154進行放大，成為與比例電磁線圈105的通電電流成比例的電壓時的電流檢測信號If被輸入到多通道AD轉換器124。

換流電路元件152C連接在驅動用開關元件151和比例電磁線圈105的連接點與接地電路GND之間，在驅動用開關元件151開路時，流過比例電磁線圈105的通電電流換向至流過電流檢測電阻153。

另外，本實施方式中，換流電路元件152C是二極管，能夠通過跳線156來識別。

驅動用開關元件151的上游位置優(yōu)選連接有共用可變恒壓電源159a和平滑電容器159b，即使存在電源電壓Vbb的變動、因環(huán)境溫度變化而導致的比例電磁線圈105的內部電阻的變動，也能在使驅動用開關元件151完全導通時提供規(guī)定的基準電流。

電阻檢測電路180如圖7所述由第二放大器183構成，該第二放大器183從控制電壓Vcc經過由采樣開關元件181、以及具有比負載電阻R要大的值的電阻值Rs的串聯(lián)電阻182向非驅動中的比例電磁線圈105提供脈沖電流，并且對此時施加于比例電磁線圈105的施加電壓Vs＝Vcc×R/(R+Rs)進行放大，并產生電阻檢測信號RDS。

其中，電阻值Rs與負載電阻R相比足夠大，施加電壓Vs變?yōu)閂s≈Vcc×R/Rs時，經由串聯(lián)電路182流入至比例電磁線圈105的電流Vcc/Rs非常微小，由此無法使液壓電磁閥動作。

并且，利用與電阻檢測信號RDS相應地進行動作的可變電壓指令單元25cc，對共用可變恒壓電源159a的輸出電壓進行校正。

接著，對于圖11中運算控制電路部120C的電流控制框圖即圖12，以與圖2的不同點為中心對其結構進行詳細說明。

首先，圖2與圖12的不同點在于顫振振幅電流設定單元22bb、顫振占空比校正單元23cc(第三校正單元)、PWM占空比設定單元25aa、指令脈沖產生單元26aa，沒有設置當前電壓校正單元25b、當前電阻校正單元25c、檢測溫度輸入單元25d，關于誤差校正單元20b進行了省略，但其他的結構要素全部與圖2的情況相同。

圖12中，顫振振幅電流設定單元22bb對負反饋控制電路160生成上升開始指令脈沖UP和下降開始指令脈沖DN，上升開始指令脈沖UP在對比例電磁線圈105開始通電時、或者在顫振振幅電流設定單元22bb從顫振小電流I1切換到顫振大電流I2的時刻生成規(guī)定時間寬度或可變時間寬度的第一脈沖信號，下降開始指令脈沖DN在對比例電磁線圈105停止通電時、或者在顫振振幅電流設定單元22bb從顫振大電流I2切換到顫振小電流I1的時刻生成規(guī)定時間寬度或可變時間寬度的第二脈沖信號，負反饋控制電路160根據(jù)第一脈沖信號或第二脈沖信號進行動作，暫時使輸入到比較控制電路161的模擬指令信號At急增或急減。

顫振占空比校正單元23cc利用存儲于程序存儲器121的校正參數(shù)對顫振占空比Γ進行校正，是用于在換流電路形式不同的產品之間使用共通的指示電流校正單元24b(第一校正單元)的第三校正單元，其詳細內容將在后文中描述。

PWM占空比設定單元25aa決定指令脈沖產生單元26aa產生的指令脈沖信號PLS的PWM占空比γ＝τon/τ，PWM占空比γ＝τon/τ通過下述方式來決定導通時間即閉合期間τon，即：對應于由指示電流設定單元24a所得到的指示電流即顫振大電流I2和顫振小電流I1而被設為與目標平均電流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax。

指令脈沖產生單元26aa所產生的脈沖信號的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期間內對N次的時鐘信號進行計數(shù)，在其中的S次為導通指令時PWM占空比γ成為S/N(γ＝S/N)，以N次的時鐘信號為一個單位的PWM周期τ在顫振振幅周期Td的期間內產生n次，顫振占空比Γ＝B/Td的最小調整單位為Td/n。

對指令脈沖產生單元26aa應用由環(huán)式寄存器123b構成的第二單元，該環(huán)式寄存器123b中，S次的導通定時分散配置在N次的時鐘信號中。

負反饋控制電路160在比較控制電路161中對模擬指令信號At和電流檢測信號Ad進行比較，無論是否有電源電壓Vbb的變動以及負載電阻R的變動，均與顫振大電流I2和顫振小電流I1相對應地對驅動用開關元件151進行開關并進行負反饋控制以使得實現(xiàn)通電電流相一致的關系，其中，該模擬指令信號At是利用第一平滑電路160a對指令脈沖信號PLS進行平滑而得到的，該電流檢測信號Ad是利用第二平滑電路160b對放大器154的輸出電壓進行平滑而得到的，并且第一及第二平滑電路160a、160b的平滑時間常數(shù)是比PWM周期τ要大、且比比例電磁線圈105的感應時間常數(shù)Tx要小的值。

(2)作用、動作以及方法的詳細說明

下面，基于圖13所示的特性曲線圖、以及圖14所示的數(shù)據(jù)映射，來依次對根據(jù)圖11、圖12構成的本發(fā)明的實施方式3所涉及的裝置的作用、動作、以及控制方法進行詳細說明。

首先，圖11、圖12中，若使未圖示的電源開關閉合，則電源繼電器的輸出接點102閉合，電源電壓Vbb被施加到顫振電流供電控制裝置100C。

其結果是，恒壓電源110產生例如DC5V的穩(wěn)壓電壓即控制電壓Vcc，構成運算控制電路部120C的微處理器CPU開始控制動作。

微處理器CPU根據(jù)從輸入接口電路130輸入的未圖示的輸入傳感器組的動作狀態(tài)、以及非易失性的程序存儲器121所存儲的控制程序的內容進行動作，產生針對輸出接口電路140所連接的未圖示的電負載組的負載驅動指令信號，并通過驅動用開關元件151對電負載組中特定的電負載即多個比例電磁線圈105進行導通/截止控制，從而對其通電電流進行控制。

在利用負反饋控制電路160內的第一平滑電路160a暫時對圖12所示的指令脈沖產生單元26aa產生的指令脈沖信號PLS進行平滑，并轉換為模擬指令信號At之后再次對該驅動用開關元件151進行導通/截止控制，并對其進行負反饋控制從而實現(xiàn)由第二平滑電路160b獲得的電流檢測信號Ad與模擬指令信號At相一致的關系。

指示電流設定單元24a與顫振振幅電流設定單元22bb及指示電流校正單元24b協(xié)同進行動作，決定與合成目標電流It相對應的顫振中間電流I0，計算出由計算式1來表示的顫振大電流I2和顫振小電流I1，并經由PWM顫振設定單元25aa向指令脈沖產生單元26aa指令PWM占空比γ＝τon/τ。

指示電流校正單元24b基于上述的校正參數(shù)，計算成為與合成目標電流It相對應的指示電流的顫振中間電流I0。

合成目標電流It對由目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa和比例積分單元28產生的誤差信號進行代數(shù)和運算，由目標平均電流設定單元21b得到的目標平均電流Iaa與由數(shù)字濾波器27b得到的檢測平均電流Idd的偏差信號被輸入到比例積分單元28。

數(shù)字濾波器27b的平滑時間常數(shù)Tf設定為比顫振振幅周期Td要大，檢測平均電流Idd相當于進行脈動的顫振電流的波形平均電流Ia。

圖12中，顫振占空比校正單元23cc是對應于第三校正方法的校正單元，預先將第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td設定為比第一產品的顫振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能夠對響應時間差為(a1-b1)的第一產品(實施方式3的換流電流元件152C的情況)和響應時間差為(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二產品(實施方式1的換流電路元件152A的情況)應用基于(計算式2aa)的共通的顫振中間電流I0。

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))·······(計算式2aa)

即，為了使關于第一產品的(計算式2)的值與關于第二產品的(計算式2)的值相等，需要滿足(計算式6)的關系。

(B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(計算式6)

這里，通過設為A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(計算式6a)和(計算式6b)。

A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2···(計算式6a)

B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2···(計算式6b)

因此，將響應時間差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作為校正參數(shù)來決定第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td。

作為多個樣本的平均值的平均響應時間差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))可以使用與目標平均電流Iaa的實用范圍即從最小值到最大值的區(qū)間的中間值相對應的、或者與常用的特定的代表目標平均電流相對應的平均響應時間差，或者，可以使用利用關于多個階段的目標平均電流Iaa的多個平均響應時間差通過插值運算來計算得到的平均響應時間差。

在表示圖11的裝置的顫振占空比與目標電流的關系的實驗特性曲線圖即圖13中，特性曲線圖1300示出了第一產品的顫振占空比為Γ1＝B1/Td＝50％，特性曲線圖1301示出了基于(計算式6b)的第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td。

在表示圖11的環(huán)式寄存器123b的位模式的數(shù)據(jù)映射即圖14中，最上段的中央部示出了24位長度的環(huán)式寄存器作為示例，并圖示了在整個位數(shù)N＝24中，成為邏輯“1”的有幾次的ON次數(shù)不同的各種各樣的位模式。

例如，若ON次數(shù)S＝6，則如圖14的第六段所示那樣在一次邏輯“1”之后接著三次的邏輯“0”，通過反復進行該模式6次，從而使6次邏輯“1”均勻地分散。

但是，若ON次數(shù)設為S＝7次，則如圖14的第七段所示那樣，在一次的邏輯“1”之后接著兩次的邏輯“0”或三次的邏輯“0”，通過交替變更該模式，使得邏輯“1”的分配和邏輯“0”的分配均勻地分散。

另外，在圖14的數(shù)據(jù)映射中若邏輯“1”的次數(shù)S超過12次，則對(N-S)次的邏輯“0”進行均勻分配，例如將第十一段的分布中的邏輯反轉后即得到第十三段的分布。

這種位模式通過下述方式得到，即：將按照下述要領生成的數(shù)據(jù)存儲于程序存儲器121的數(shù)據(jù)存儲器區(qū)域，讀取并傳輸該數(shù)據(jù)。

首先，在通電占空比為50％以下且N/S＝γ的值為整數(shù)時在一次ON指令后接著產生(γ－1)次的OFF指令，再次產生一次的ON指令，并接著產生(γ－1)次的OFF指令，反復進行該ON/OFF模式。

例如若在N＝24、S＝6的情況下，則根據(jù)γ＝N/S＝4，產生一次的ON指令并接著產生γ－1＝3次的OFF指令，再次產生一次的ON指令并接著產生3次的OFF指令，重復進行該ON/OFF模式即可。

在通電占空比為50％以下且N/S的商為γ、余數(shù)為δ時，接著一次的ON指令后產生(γ－1)次的OFF指令或者產生γ次的OFF指令，再次接著一次的ON指令產生(γ－1)次的OFF指令或γ次的OFF指令，反復進行該ON/OFF模式，在S次的反復動作中，產生γ次的OFF指令的次數(shù)為δ次。

例如若在N＝24、S＝7的情況下，則根據(jù)商γ＝24/7＝3、余數(shù)δ＝3，接著一次的ON指令后產生2次的OFF指令或者產生3次的OFF指令，再次接著一次的ON指令產生2次的OFF指令或3次的OFF指令，反復進行該ON/OFF模式，在7次的反復動作中，產生3次的OFF指令的次數(shù)為3次即可。在通電占空比超過50％時，基于對通電占空比為50％以下的情況下的ON/OFF模式的ON和OFF反轉后得到的補數(shù)模式，通過在N次中產生S次的OFF指令，從而能夠實現(xiàn)通電占空比(N-S)/N。

這種環(huán)式寄存器123構成為分別準備用于顫振電流大期間B的設定和用于顫振電流小期間A的設定，在改變設定值時在顫振電流大期間B的期間進行顫振電流小期間A的設定變更，在顫振電流小期間A的期間進行顫振電流大期間B的設定變更。

另外，利用時鐘信號使存儲于環(huán)式寄存器的數(shù)據(jù)循環(huán)移動，終端位置的標記位的輸出成為指令信號PLS。此外，為了以1％的單位設定導通/截止占空比，需要將各環(huán)式寄存器的環(huán)形長度設為100位以上。

在上述的說明中，對應于實施方式1～3，應用了局部不同的各種變形要素，但這些要素能夠適用于任意的實施方式。

例如，換流電路的結構示出了下述四種：圖1的換流電路元件152A(場效應晶體管)、或者對其設置衰減電阻155a和附加開關元件155b，或者圖7的換流電路元件152B(二極管)，或者對其設置換流開關元件158a和電壓限幅二極管158b，各種結構的識別可通過圖11所示的兩個跳線156的連接狀態(tài)來識別，或者通過存儲于程序存儲器121的機型代碼來識別。

為了檢測比例電磁線圈105的當前電阻，可以使用圖1的溫度傳感器106，或者也可以使用圖7和圖11的電阻檢測電路180。

作為電阻檢測電路，也可以使用在利用驅動用開關元件151進行通電控制中對比例電磁線圈105施加的施加電壓、以及利用電流檢測電阻153獲得的檢測電流來計算得到。

在上述說明中，作為指令脈沖產生單元26a和26aa，示出了利用簡單的環(huán)形計數(shù)器123a來構成的情況、以及利用平滑特性優(yōu)異的環(huán)式寄存器123b來構成的情況，但各實施方式中可以使用任意的結構。

在上述說明中，說明了共用可變恒壓電源159a是從外部電源101進行降壓的降壓方式的電源，但在外部電源101為車載電池的情況下，通過在共用可變恒壓電源159a中內置升壓電路，能夠提高在電源電壓異常下降和高溫、高阻抗狀態(tài)下對比例電磁線圈進行供電的供電能力，并且能夠減小比例電磁線圈105的額定電流，抑制驅動用開關元件151的功耗。

(3)實施方式3的要點和特征

通過上述說明可知，本發(fā)明的實施方式3的顫振電流供電控制方法與實施方式1的情況相同，決定成為指示電流的顫振中間電流，以使得向感性電負載進行通電的通電電流的波形平均電流與目標平均電流相一致，并在實際運行階段，使用預備實驗階段所測定得到的校正參數(shù)，對該指示電流隨著顫振中間電流和顫振振幅電流的大小而變動的上升時間及下降時間的變動誤差進行校正，由此來進行運轉。

并且，與本發(fā)明的第二方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得所設定的顫振中間電流與檢測平均電流相一致，并對與顫振中間電流相對應的上升時間和下降時間的差分值即響應時間差進行測定。

在所述實際運行階段，同時應用第一校正方法和第三校正方法。

所述第一校正方法是下述校正，即：在(計算式2)中設為B＝A，使所述顫振電流大期間B與所述顫振電流小期間A相一致，并將所述顫振占空比Γ＝B/Td固定為50％，該情況下成為目標平均電流Iaa的波形平均電流Ia與成為指示電流的顫振中間電流I0之間的關系由(計算式2a)來計算，

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(計算式2a)

所述第三校正方法是下述校正，即：將所述第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td設定為比第一產品的顫振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能夠對所述響應時間差為(a1-b1)的第一產品、以及所述響應時間差為(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二產品應用共通的顫振中間電流I0。

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))·······(計算式2aa)

為了使關于所述第一產品的(計算式2)的值與關于所述第二產品的(計算式2)的值相等，需要滿足(計算式6)的關系。

(B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(計算式6)

這里，通過設為A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(計算式6a)和(計算式6b)。

A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2···(計算式6a)

B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2···(計算式6b)

將響應時間差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作為校正參數(shù)來決定第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td。

作為所述多個樣本的平均值的平均響應時間差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))可以使用與目標平均電流Iaa的實用范圍即從最小值到最大值的區(qū)間的中間值相對應的、或者與常用的特定的代表目標平均電流相對應的平均響應時間差，或者，可以使用利用關于多個階段的目標平均電流Iaa的多個平均響應時間差通過插值運算來計算得到的平均響應時間差。

如上所述，與本發(fā)明的第四方面相關聯(lián)，在實驗測定階段對顫振占空比進行調整以使得波形平均電流與顫振中間電流相一致，并測定與顫振中間電流相對應的下降時間和上升時間的差分值即響應時間差，作為實際運行階段的第一校正方法，將顫振占空比固定為50％，使用實驗測定階段所獲得的平均響應時間差數(shù)據(jù)計算與波形平均電流相對應的顫振中間電流，并將該顫振中間電流應用作為與目標平均電流相對應的指示電流，作為第三校正方法，對平均響應時間差不同的第一產品和第二產品中的一個的顫振占空比進行可變調整，利用第一校正方法進行統(tǒng)一的校正。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：通過使用基于(計算式2aa)或(計算式6b)的簡單的計算式對顫振中間電流進行校正并將其作為指示電流，并通過校正顫振占空比來調整產品之間的差異，從而即使顫振電流的下降時間和上升時間發(fā)生變動，也能夠與所提供的目標平均電流相對應地決定適當?shù)念澱裰虚g電流作為指示電流，從而能夠減少控制誤差。

通過上述說明可知，本發(fā)明的實施方式3所涉及的顫振電流供電控制裝置100C與實施方式1的情況相同，包括具有電流控制單元125C的運算控制電路部120C、用于比例電磁線圈105的驅動用開關元件151和換流電路元件152C，并且還包括指示電流設定單元24a和指示電流校正單元24b，以獲得由目標平均電流設定單元21b和顫振振幅電流設定單元22bb所提供的目標平均電流Iaa和顫振振幅電流ΔI，并應用了第一校正單元24b來對顫振中間電流I0進行設定，以滿足比例電磁線圈105的檢測平均電流Idd變?yōu)榕c目標平均電流Iaa相等的關系。

所述換流電路元件152C是正向壓降較大的接合型二極管即第一產品，或者是通過使場效應晶體管反向導通來抑制電壓降和發(fā)熱的等效二極管即第二產品，其機型區(qū)分可以通過有無設置于電路基板的跳線156、或者存儲于所述程序存儲器121的機型代碼來進行判別，并且除了作用于所述指示電流設定單元24的指示電流校正單元即所述第一校正單元24b，還一并使用了第三校正單元23cc，所述第三校正單元23cc作用于所述顫振電流振幅設定單元22bb，是預先將所述第二產品的顫振占空比Γ2＝B2/Td設定為比第一產品的顫振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能夠對所述響應時間差為(a1-b1)的第一產品、以及所述響應時間差為(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二產品應用共通的顫振中間電流I0的顫振占空比校正單元。

如上所述，與本發(fā)明的第六方面相關聯(lián)，利用作用于指示電流設定單元的指示電流校正單元(第一校正單元)來設定顫振中間電流，從而實現(xiàn)比例電磁線圈的通電平均電流與目標平均電流相等的關系，并且還包括作為第三校正單元的顫振占空比校正單元，將響應時間差較大的第二產品的顫振占空比設定為比響應時間差較小的第一產品的顫振占空比要小。因此，具有能夠對響應時間差不同的第一產品和第二產品應用共通的指示電流校正單元(第一校正單元)的特征。

所述比例電磁線圈105分別設置于汽車用變速機中用于變速檔選擇的多個液壓電磁閥，該多個比例電磁線圈105分別具備所述驅動用開關元件151、電流檢測電阻153、以及換流電路元件152C，并且在車載電池即外部電源101與多個所述驅動用開關元件151之間設置有共用可變恒壓電源159a，

對所述共用可變恒壓電源159a進行負反饋控制以使得其輸出電壓成為所述比例電磁線圈105的基準電流Is與當前溫度下所述比例電磁線圈105的內部電阻即負載電阻R的積即可變電壓Vx＝I s×R，或者利用所述外部電源101的當前電壓即電源電壓Vbb和所述可變電壓Vx的比率即電源占空比Γv＝Vx/Vbb來對導通/截止比率進行調整，

所述基準電流Is是所述比例電磁線圈105的電阻值為基準電阻R0、且所述驅動用開關元件151閉合時施加于所述比例電磁線圈105的施加電壓為基準電壓V0時的通電電流V0/R0，即使多個所述比例電磁線圈105的基準電阻R0和基準電流Is不同，基準電壓V0也是共通的固定值，

所述可變電壓由計算式Vx＝V0×(R/R0)來表示，并且所述電源占空比由計算式Γv＝(Is×R)/Vbb＝(R/R0)/(Vbb/V0)來表示，由于在共通的溫度環(huán)境和共通的外部電源101下使用多個所述比例電磁線圈105，因此，電阻比(R/R0)和電壓比(Vbb/V0)是共通的，從而所述可變電壓Vx或所述電源占空比Γv可通用地應用于多個所述比例電磁線圈105。

這在實施方式1和2中也一樣。

如上所述，與本發(fā)明的第七方面相關聯(lián)，在共通的溫度環(huán)境和共通的外部電源下所使用的多個比例電磁線圈由共用可變恒壓電源進行供電，該共用可變恒壓電源的輸出電壓被負反饋控制為成為與比例電磁線圈的當前電阻R和基準電阻R0的電阻比率(R/R0)成比例的可變電壓Vx，或者以相當于該電阻比率除以當前的電源電壓Vbb和基準電壓V0的電壓比率(Vbb/V0)而得到的值的通電占空比來進行導通/截止控制。

因此，對比例電磁線圈施加的施加電壓可以根據(jù)電源電壓的變動、以及因溫度變化而導致的內部電阻的變動來相應地進行可變調整，因此，具有下述特征，即：電流控制單元能夠通過指定相對于基準電流的比率來獲得所希望的通電電流。

共用可變恒壓電源是可通用于多個比率電磁線圈因而是經濟的，并且多個比例電磁線圈的所有比例電磁線圈不會同時全部通電，因此具有功耗得以抑制的特征。

所述運算控制電路部120C中，基于PWM占空比設定單元25aa所決定的開關占空比，指令脈沖產生單元26aa產生指令脈沖信號PLS，經由負反饋控制電路160和選通電路150C對所述驅動用開關元件151間接地進行導通/截止控制，所述PWM占空比設定單元25aa在PWM周期τ中使所述指令脈沖信號PLS導通/截止的PWM占空比γ＝τon/τ，所述PWM占空比通過下述方式來決定導通時間即閉合期間τon，即：對應于由所述指示電流設定單元24a所得到的指示電流即顫振大電流I2和顫振小電流I1而被設為與所述目標平均電流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax，

所述電流檢測電阻153的兩端電壓經由放大器154被輸入到所述運算控制電路部120C，與其數(shù)字轉換值成比例的檢測電流Id由數(shù)字濾波器27進行平滑化，從而成為所述檢測平均電流Idd，

所述顫振振幅電流設定單元22bb的所述顫振振幅周期Td比所述比例電磁線圈105的電感L與當前溫度下的負載電阻R的比率即感應時間常數(shù)Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感應時間常數(shù)Tx要小，所述數(shù)字濾波器27b的平滑時間常數(shù)Tf比所述顫振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，

所述負反饋控制電路160在比較控制電路161中對模擬指令信號At和電流檢測信號Ad進行比較，無論是否有所述電源電壓Vbb的變動以及所述負載電阻R的變動，均與所述顫振大電流I2和所述顫振小電流I1相對應地對所述驅動用開關元件151進行開關并進行負反饋控制以使得實現(xiàn)所述檢測電流相一致的關系，其中，所述模擬指令信號At是利用第一平滑電路160a對所述指令脈沖信號PLS進行平滑而得到的，所述電流檢測信號Ad是利用第二平滑電路160b對所述放大器154的輸出電壓進行平滑而得到的，

所述第一及第二平滑電路160a、160b的平滑時間常數(shù)是比所述PWM周期τ要大、且比所述感應時間常數(shù)Tx要小的值，

所述比例積分單元28在存在因所述第一校正單元24b而導致的所述指示電流設定單元24a的設定誤差，或者因所述第三校正單元23cc而導致的所述顫振振幅電流設定單元22bb的設定誤差，以及所述負反饋控制電路160的電流控制誤差時，根據(jù)所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd的偏差信號的積分值來對所述合成目標電流It進行增減，并進行負反饋控制以使得實現(xiàn)所述目標平均電流Iaa與所述檢測平均電流Idd相一致的關系，其積分時間常數(shù)Ti比所述顫振振幅周期Td要大。

如上所述，與本發(fā)明的第十方面相關聯(lián)，運算控制電路部包括指示電流設定單元和指示電流校正單元或者顫振占空比校正單元，以獲得所提供的目標平均電流和顫振振幅電流，對顫振中間電流或顫振占空比進行設定從而實現(xiàn)比例電磁線圈的通電平均電流與目標平均電流相等的關系，然后對于指令脈沖信號的導通占空比γ，在顫振振幅周期Td內反復進行與顫振大電流I2成比例的顫振電流大期間B、以及與顫振小電流I1成比例的顫振電流小期間A，負反饋控制電路一邊對比例電磁線圈的通電電流進行監(jiān)控一邊對驅動用開關元件進行開關控制，以獲得對指令脈沖信號平滑化后得到的顫振大電流I2或顫振小電流I1，運算控制電路部還進一步利用目標平均電流與檢測平均電流的偏差信號的積分值對目標電流進行校正，并進行負反饋控制以使得目標平均電流與檢測平均電流相一致。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：由于對比例電磁線圈的電流控制由負反饋控制電路來進行，從而運算控制電路部的控制負荷減輕，并且通過指示電流校正單元或顫振占空比校正單元、以及雙重的負反饋控制，能夠與電源電壓和負載電阻、或者負載的電感的寬范圍的變動、以及目標平均電流的要求范圍的變動相對應地進行穩(wěn)定且高精度的負反饋控制。

所述顫振振幅電流設定單元22bb對所述負反饋控制電路160生成上升開始指令脈沖UP和下降開始指令脈沖DN，

所述上升開始指令脈沖UP在對所述比例電磁線圈105開始通電時、或者在所述顫振振幅電流設定單元22bb從所述顫振小電流I1切換到所述顫振大電流I2的時刻，產生規(guī)定時間寬度或可變時間寬度的第一脈沖信號，

所述下降開始指令脈沖DN在對所述比例電磁線圈105停止通電時、或者在所述顫振振幅電流設定單元22bb從所述顫振大電流I2切換到所述顫振小電流I1的時刻，產生規(guī)定時間寬度或可變時間寬度的第二脈沖信號，

所述負反饋控制電路160根據(jù)所述第一脈沖信號或所述第二脈沖信號進行動作，暫時使輸入到所述比較控制電路161的所述模擬指令信號At急增或急減。

如上所述，與本發(fā)明的第十一方面相關聯(lián)，運算控制電路部對所述負反饋控制電路產生上升開始指令脈沖UP和下降開始指令脈沖DN，負反饋控制電路根據(jù)該指令脈沖進行動作，暫時使輸入到比較控制電路的模擬合成目標電流急增或及急減。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：不依賴于檢測進行脈動的模擬合成目標電流與進行脈動的模擬檢測電流間的偏差電流的急增或急減的微分電路，能夠通過來自指令發(fā)生源即運算控制電路部側的急增或急減預告信號來進行穩(wěn)定的急增或急減控制。

所述指令脈沖產生單元26aa所產生的脈沖信號的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期間內對N次的時鐘信號進行計數(shù)，在其中的S次為導通指令時PWM占空比γ成為S/N(γ＝S/N)，以所述N次的時鐘信號為一個單位的所述PWM周期τ在所述顫振振幅周期Td的期間內產生n次，所述顫振占空比Γ＝B/Td的最小調整單位為Td/n，

所述指令脈沖產生單元26aa使用由環(huán)式寄存器123b構成的第二單元，該環(huán)式寄存器123b中，S次的導通定時分散配置在N次的時鐘信號中。

如上所述，與本發(fā)明的第十四方面相關聯(lián)，在一個顫振振幅周期的期間內存在n次的PWM周期，其中的B/τ次設定對應于顫振大電流I2的PWM占空比γ2，A/τ次((A+B＝n×τ))設定對應于顫振小電流I1的PWM占空比γ1。

因此，本發(fā)明具有下述特征，即：能夠利用顫振占空比Γ＝B/(A+B)，來對因比例電磁線圈的電流上升特性和下降特性的偏差而在目標平均電流與檢測平均電流之間產生的控制誤差的產生進行校正。

所述指令脈沖產生單元26aa包括第1及第2環(huán)式寄存器123b，

所述顫振電流大期間B中，根據(jù)所述第2環(huán)式寄存器123b所存儲的位模式，依次使所述指令脈沖信號PLS成為導通/截止狀態(tài)，

所述顫振電流小期間A中，根據(jù)所述第1環(huán)式寄存器123b所存儲的位模式，依次使所述指令脈沖信號PLS成為導通/截止狀態(tài)，

與所述PWM占空比γ相對應的所述位模式作為數(shù)據(jù)映射存儲于所述程序存儲器121，

所述第1環(huán)式寄存器123b中，在所述顫振電流大期間B，讀取并存儲符合所述顫振小電流I1的所述數(shù)據(jù)映射，

所述第2環(huán)式寄存器123b中，在所述顫振電流小期間A，讀取并存儲符合所述顫振大電流I2的所述數(shù)據(jù)映射，

在所述PWM占空比γ為50％以下且N/S＝q為整數(shù)時在一次導通指令后接著產生(q－1)次的截止指令，再次產生一次的導通指令，并接著產生(q－1)次的截止指令，反復進行所述位模式，

在所述PWM占空比γ為50％以下且N/S的商為q、余數(shù)為r時，接著一次的導通指令后產生(q－1)次的截止指令或者產生q次的截止指令，再次接著一次的導通指令產生(q－1)次的截止指令或q次的截止指令，反復進行所述位模式，在S次的反復動作中，產生q次的截止指令的次數(shù)為r次，

在所述PWM占空比超過50％時，基于對PWM占空比為50％以下的情況下的所述位模式的導通和截止反轉后得到的補數(shù)模式，通過在N次中產生S次的截止指令，來實現(xiàn)PWM占空比(N-S)/N。

如上所述，與本發(fā)明的第十五方面相關聯(lián)，指令脈沖產生單元對導通定時進行分散配置，在N次的時鐘信號的產生期間分散配置S次的導通定時，從而獲得S/N或(N-S)/N作為PWM占空比。

因此，例如與在10次中將連續(xù)的2次設為導通指令，并將接著的8次設為截止指令的模式相比，通過反復進行在5次中將1次設為導通指令，將接著的4次設為截止指令的模式能夠抑制對指令信號進行平均化時的脈動，或者，與在10次中將連續(xù)的5次設為導通指令，將接著的5次設為截止指令的模式相比，交替地各執(zhí)行一次導通指令和一次截止指令并反復進行的模式更為有利，具有能夠抑制指令信號的脈動和提高電流控制精度的特征。

并且，還具有下述特征，即：微處理器無需進行復雜的運算來進行導通/截止指令的分散化，使用預先設定的數(shù)據(jù)映射就能夠簡單地產生分散指令信號。