本發(fā)明屬于變換器技術領域，特別涉及一種電動汽車直流充電器輸出電壓波紋抑制系統(tǒng)及方法。

背景技術：

目前電動汽車應用越來越廣泛，而直流充電器是直接與電動汽車電池相連接的電源模塊，因此對直流充電器的研究也越來越多。直流充電器將交流電變化為直流電為電動汽車電池進行充電，交流電的選取可以是三相交流電也可以是單相交流電，同時為保證電網(wǎng)質量，充電器通常需要進行功率因素校正和諧波抑制。

單相直流充電器由功率因素調節(jié)電路(下文簡稱PFC)和直流變換器電路構成。由于直流變換器的輸入是直接接在單相PFC的輸出端，而單相PFC是交流輸入，經過整流器輸出直流電壓直接作用到直流變換器上。因此單相PFC的輸出電壓中往往包含著交流成分，該交流成分也將作為輸入作用到直流變換器上，使得直流變換器的輸出電壓會有部分紋波存在，且傳統(tǒng)控制方法難以消除該紋波。

如圖1所示，直流變換器一般采用ZVS半橋三電平變換器主電路中V_in為輸入直流電壓源，C₁和C₂為輸入分壓電容，且容值很大；開關管Q1～Q4組成了半橋變換器的上下兩只橋臂，分別在4個開關管Q1～Q4上并聯(lián)吸收電容C_r1～C_r4以及反向并聯(lián)二極管D1～D4；諧振電感L_r串聯(lián)在變壓器原邊；使用飛跨電容C_ss使得開關管的電壓鉗位在V_in/2；變壓器副邊采用二極管D_R1～D_R4進行整流。

通過對ZVS半橋三電平變換器進行小信號建模，得到相關表達式經拉氏變換后，可以得到控制量對輸出電壓的傳遞函數(shù)為

$G_{vd}\left(s\right)=\frac{\widehat{v_o\left(s\right)}}{\widehat{d\left(s\right)}}=\frac{V_{in}/2K}{s^2{L}_f{C}_f+s(\frac{L_f}{R}+R_d{C}_f)+\frac{R_d}{R}+1};$

其中R_d＝4L_r/(K²T_s)，L_r為諧振電感，L_f為濾波電感，C_f為濾波電容，K為ZVS半橋三電平變換器中高頻變壓器原副邊變比，T_s為開關管的控制周期。

變換器中變壓器副邊輸出端L_fC_f濾波器的輸入電壓對輸出電壓的傳遞函數(shù)為

$H_o=\frac{1}{s^2{L}_f{C}_f+s\frac{L_f}{R}+1}.$

由于ZVS半橋三電平變換器具有變壓器副邊占空比丟失的特有現(xiàn)象，使得輸出電壓值往往不是所期望的電壓值。因此要得到期望的電壓輸出則需采用閉環(huán)控制進行補償控制，常用的補償控制方法為PI控制。單純的PI控制能實現(xiàn)對輸出電壓的控制，在考慮輸入電壓為穩(wěn)定值，即無低頻小信號的情況下，能使其穩(wěn)定到期望電壓值。但是由于直流變換器的輸入端是直接接在單相PFC的輸出端上，因此輸入電壓中往往存在一定的交流成分，而普通的PI控制卻并不能濾掉這部分交流成分。

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：為了克服現(xiàn)有技術的不足，本發(fā)明提供了一種能很好的抑制輸出電壓中的紋波信號的電動汽車直流充電器輸出電壓波紋抑制系統(tǒng)。

技術方案：本發(fā)明提供了一種電動汽車直流充電器輸出電壓波紋抑制系統(tǒng)，包括PI控制器模塊，重復控制器模塊；其中，PI控制器模塊和重復控制器模塊輸出端通過加法器后作用到直流變換器中；PI控制器模塊中包括PI控制器，所述PI控制器模塊先將直流變換器輸出電壓V_o中的直流信號提取出來，再將直流變換器的期望輸出電壓值V_ref與提取出來的直流信號做差值，最后通過PI控制器獲得第一占空比d₁；重復控制器模塊中包括重復控制器，所述重復控制器模塊先將直流變換器輸出電壓V_o中的交流信號提取出來，再將直流變換器的期望輸出交流信號與提取出來的交流信號做差值，最后通過重復控制器獲得第二占空比d₂。

進一步，所述直流變換器為ZVS半橋三電平變換器。

本發(fā)明還采用上述電動汽車直流充電器輸出電壓波紋抑制系統(tǒng)的抑制方法，包括以下步驟：

步驟1：設定直流變換器的期望輸出電壓V_ref；通過測量獲取直流變換器的輸出電壓V_o；

步驟2：通過PI控制器模塊，重復控制器模塊分別獲得第一占空比d₁和第二占空比d₂；

步驟3：將步驟2獲得的第一占空比d₁和第二占空比d₂通過加法器相加后，作用到直流變換器。

進一步，所述PI控制器模塊獲得第一占空比d₁的方法為：通過對直流變換器的輸出電壓V_o進行采樣，然后經過低通濾波提取出直流信號將變直流變換器的期望輸出電壓V_ref與提取出來的直流信號做差值，通過PI控制器獲得占空比d₁；其中PI控制器中采用PI控制器拉氏變換后的傳遞函數(shù)計算占空比，PI控制器的傳遞函數(shù)為：式中，k_p為比例系數(shù)，k_i為積分系數(shù)，PI控制器傳遞函數(shù)的輸入為變換器最終的期望輸出電壓值V_ref與提取出來的直流信號的差值，輸出為占空比d₁。通過選取PI控制器的參數(shù)k_p、k_i使獲得占空比d₁小于1。其中，k_p、k_i參數(shù)可以通過理論分析或者試驗的方法獲得k_p、k_i的取值。

進一步，所述重復控制器模塊獲得第二占空比d₂的方法為：過對直流變換器的輸出電壓V_o進行采樣，然后經過隔直電容提取出交流信號變直流變換器期望的交流信號為0，將變直流變換器期望的交流信號與提取出來的交流信號作差值，然后再通過重復控制器獲得占空比d₂。

工作原理：重復控制器是利用擾動的“周期重復性”這一規(guī)律，“記憶”擾動發(fā)生的位置，根據(jù)相應的控制規(guī)律，有針對性地對輸出波形進行修正，從而在穩(wěn)態(tài)條件下實現(xiàn)對給定信號的無靜差跟蹤。由此可見重復控制可以對具有周期重復性特性的正弦信號進行控制，消除這種擾動。

由于直流變換器的輸入端是接在單相PFC的輸出端，使得直流變換器輸入電壓中除了直流成分往往包含著交流成分，通過前面的分析可知，經過直流變換器之后，并不能將該交流成分完全濾除掉，故輸出電壓中仍會存在交流紋波。采用重復控制來抑制輸出電壓中的交流信號，而重復控制是對每個控制點進行作用，可以有效的減小輸出電壓中紋波?；谥貜涂刂破骺梢詫χ芷谥貜托缘臄_動信號進行無靜差跟蹤的優(yōu)點，因此可以將輸出電壓中的交流信號提出來，采用重復控制對輸出電壓中的交流信號進行控制，通過對一個周期中的一些離散的點進行控制，來有效的抑制交流信號。使得系統(tǒng)在穩(wěn)定情況下能實現(xiàn)無靜差跟蹤。而輸出電壓中的直流成分則可以采用常用的PI控制器來進行控制，且能夠快速穩(wěn)定的對直流信號進行控制。

有益效果：與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明采用重復控制與PI控制相結合的復合控制方法，能夠使得系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性以及動態(tài)性能。能將變換器的輸出電壓快速穩(wěn)定到期望電壓值，同時也能很好的抑制輸出電壓中的紋波信號。

附圖說明

圖1為ZVS半橋三電平變換器主電路；

圖2為本發(fā)明的控制框圖；

圖3為重復控制器框圖；

圖4為僅采用PI控制ZVS半橋三電平變換器輸出電壓曲線圖；

圖5為僅采用PI控制ZVS半橋三電平變換器輸出電壓紋波圖；

圖6為采用本發(fā)明提供的方法后ZVS半橋三電平變換器輸出電壓曲線圖；

圖7為采用本發(fā)明提供的方法后ZVS半橋三電平變換器輸出電壓紋波圖

圖8為LC濾波器傳遞函數(shù)的伯德圖(簡稱bode圖)。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明做更進一步的解釋。

如圖2所示，本發(fā)明提供的一種電動汽車直流充電器輸出電壓波紋抑制系統(tǒng)，包括PI控制器模塊，重復控制器模塊；其中，PI控制器模塊和重復控制器模塊輸出端通過加法器后作用到ZVS半橋三電平變換器中；PI控制器模塊中先將ZVS半橋三電平變換器輸出電壓V_o中的直流信號提取出來，再將ZVS半橋三電平變換器的期望輸出電壓值V_ref與提取出來的直流信號做差值，最后通過PI控制器獲得第一占空比d₁；重復控制器模塊中先將ZVS半橋三電平變換器輸出電壓V_o中的交流信號提取出來，再將ZVS半橋三電平變換器的期望輸出交流信號與提取出來的交流信號做差值，最后通過重復控制器獲得第二占空比d₂。

圖2中G_vd(s)為ZVS半橋三電平變換器占空比與ZVS半橋三電平變換器輸出電壓的傳遞函數(shù)

圖2中f(s)表示將輸出電壓中的直流成分提取出來，這部分可以通過硬件電路來實現(xiàn)，通過對ZVS半橋三電平變換器輸出電壓進行采樣，然后經過低通濾波即可提取出直流信號將變換器最終的期望輸出電壓值V_ref與提取出來的直流信號做差值，然后通過PI控制器獲得占空比d₁。其中PI控制器中采用PI控制器拉氏變換后的傳遞函數(shù)計算占空比，PI控制器的傳遞函數(shù)為：式中，k_p為比例系數(shù)，k_i為積分系數(shù)，PI控制器傳遞函數(shù)的輸入為變換器最終的期望輸出電壓值V_ref與提取出來的直流信號的差值，輸出為占空比d₁。

圖2中g(s)表示將輸出電壓中的交流成分提取出來，這部分也可以通過硬件來實現(xiàn)，通過對ZVS半橋三電平變換器輸出電壓進行采樣，然后經過隔直電容即可提取出交流信號由于目的是要將交流信號盡可能的減小，因此期望的交流信號為0，與提取出來的交流信號作差值，實際上就是對交流信號取反，因此圖中的M為-1，然后再通過重復控制器獲得占空比d₂。

重復控制器的離散形式為：式中N為一個周期內的采樣次數(shù)，如圖3所示，輸入E(z)為給定交流信號與實際交流信號的偏差，即為輸出C(z)為占空比d₂。其中Q為小于1的數(shù)，由于重復控制使系統(tǒng)處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)，加入Q可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。S(z)為補償器，可以使輸出電壓能夠完美跟蹤上誤差信號，此補償器可以是低通濾波器或數(shù)字濾波器等，根據(jù)實際應用，選取合適的Q值與S(z)補償器即可得到所需求的占空比d₂。

根據(jù)圖1所示的ZVS半橋三電平變換器拓撲搭建matlab/simulink仿真電路，其中參數(shù)為：諧振電感L_r＝6.27μH；濾波電感L_f＝697μH；濾波電容C_f＝560μF；高頻變壓器原副邊變比K＝1:2.32；輸入電壓V_in中直流成分幅值為700V，存在交流小信號幅值為30V，頻率為300Hz；負載R＝50Ω。

在圖1所示的仿真電路中，根據(jù)圖2所示重復控制與PI控制相結合控制框圖來搭建控制仿真模型，對ZVS半橋三電平變換器進行控制。輸出電壓控制在300V，通過仿真可以得到經過重復控制與PI控制之后的輸出電壓的波形和輸出電壓紋波。

由圖4和圖5可知，經過PI控制之后，輸出電壓可以較好的穩(wěn)定在300V，且輸出電壓的紋波為1.5V左右；由圖6和圖7可知，經過重復控制與PI控制之后，輸出電壓也能較好的穩(wěn)定在300V，且輸出電壓的紋波約為0.5V?？梢娂尤胫貜涂刂颇K對輸出電壓紋波得到了很好的抑制。

現(xiàn)有技術中采用變換器中輸出端的L_fC_f濾波器對波紋進行抑制，在電感電容參數(shù)選定的情況下，根據(jù)公式可得L_fC_f濾波器傳遞函數(shù)的bode圖，如圖8所示，在考慮若輸入電壓的中交流小信號頻率為300Hz，幅值為30V時，能衰減7.99dB。即衰減后仍存在幅值12V的交流小信號，所以只依靠變換器中的LC濾波器并不能完全抑制輸出電壓中的紋波。

由此可見，與不加重復控制時紋波情況相比，本發(fā)明的紋波抑制效果明顯要好很多。本發(fā)明所提出的重復控制與PI控制相結合的控制方法對紋波具有較好的抑制效果。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍。