本發(fā)明涉及電源系統(tǒng)，更特定的是，涉及構成為包括在兩個直流電源與共通的電力線之間連接的電力變換器的電源系統(tǒng)。

背景技術：

使用一種混合電源系統(tǒng)，該混合電源系統(tǒng)使用在多個電源與負載之間連接的電力變換器，將多個電源組合而向負載提供電源。

例如在日本特開2013-46446號公報(以下稱為專利文獻1)中記載有一種車輛用電源系統(tǒng)，在該車輛用電源系統(tǒng)中，將針對二次電池和能夠充放電的輔助電源中的每一個電源而設置的升壓斬波器(電力變換器)并聯連接。

另外，在日本特開2013-13234號公報(以下稱為專利文獻2)記載有一種電力變換器的構成，該電力變換器通過切換多個開關元件的開關樣式(pattern)，能夠切換以將兩個直流電源串聯連接的狀態(tài)進行DC/DC變換的動作模式(串聯連接模式)和以將兩個直流電源并聯使用的狀態(tài)進行DC/DC變換的動作模式(并聯連接模式)。

技術實現要素：

發(fā)明要解決的問題

在專利文獻1所記載的電力變換器中，能夠控制并聯使用的二次電池與輔助電源之間的電力分配比，因此，能夠在使二次電池的充放電電力具有自由度的基礎上，控制向負載的電力供給。其結果，能夠確保消除二次電池的高倍率劣化的機會。然而，由于無法將二次電池和輔助電源串聯連接，因此，在負載電壓較高時，升壓斬波器的升壓比變高。由此，由于因電抗器的鐵損、電流脈動產生的電力損失的增大，電源系統(tǒng)的效率降低。

另一方面，在專利文獻2所記載的電力變換器中，通過選擇串聯連接模式來抑制升壓比，與專利文獻1的構成相比較，尤其能夠抑制高電壓輸出時的電力損失。然而，在專利文獻2的電路構成中，產生第1直流電源的電力變換用的電流和第2直流電源的電力變換用的電流在共通的開關元件疊加地流動的現象。由此，擔心依賴于通過電流量的開關元件的導通損失比專利文獻1增加。

本發(fā)明是為了解決這樣的問題點而做成的，其目的在于減少具備兩個直流電源的電源系統(tǒng)的電力損失而使直流電力變換高效率化。

用于解決問題的手段

在本發(fā)明的一技術方案中，用于控制高電壓側的第1電力線與低電壓側的第2電力線之間的直流電壓的電源系統(tǒng)具備第1直流電源、第2直流電源、電力變換器、以及用于控制電力變換器的動作的控制裝置。電力變換器構成為，在第1、第2直流電源與第1、第2電力線之間執(zhí)行直流電壓變換。電力變換器包括第1～第5半導體元件和第1、第2電抗器。第1半導體元件電連接于第1電力線與第1節(jié)點之間。第2半導體元件電連接于第2電力線與第1節(jié)點之間。第3半導體元件電連接于第1電力線與第2節(jié)點之間。第4半導體元件電連接于第2電力線與第2節(jié)點之間。第5半導體元件電連接于第1節(jié)點與第2節(jié)點之間。第1電抗器與第1直流電源串聯地電連接于第1節(jié)點與第2電力線之間。第2電抗器與第2直流電源串聯地電連接于第2節(jié)點與第2電力線之間。第1～第5半導體元件的至少一部分包括開關元件，該開關元件構成為根據來自控制裝置的信號來控制電流路徑的形成和切斷。電力變換器通過切換控制裝置對開關元件的通斷控制的形態(tài)，來進行直流電壓變換的形態(tài)不同的多個動作模式的切換動作。

因此，本發(fā)明的主要優(yōu)點在于，能夠減少具備兩個直流電源的電源系統(tǒng)的電力損失而使直流電力變換高效率化。

本發(fā)明的上述內容、其他目的、特征、技術方案和優(yōu)點可根據與附圖相關聯地理解的與本發(fā)明有關的如下詳細的說明變得清楚。

附圖說明

圖1是表示按照本發(fā)明的實施方式1的電源系統(tǒng)的構成的電路圖。

圖2是表示圖1所示的負載的構成例的概略圖。

圖3是表示基本的升壓斬波電路的構成的電路圖。

圖4是圖3所示的升壓斬波電路的動作波形圖。

圖5是圖1所示的電力變換器的并聯升壓模式下的第1等效電路圖。

圖6是表示圖5所示的等效電路圖中的各直流電源的下臂接通時的電流路徑的電路圖。

圖7是表示圖5所示的等效電路圖中的各直流電源的上臂接通時的電流路徑的電路圖。

圖8是圖1所示的電力變換器的并聯升壓模式下的第2等效電路圖。

圖9A、圖9B是表示圖8所示的等效電路圖中的各直流電源的下臂接通時的電流路徑的第1、第2電路圖。

圖10A、圖10B是表示圖8所示的等效電路圖中的各直流電源的上臂接通時的電流路徑的第1、第2電路圖。

圖11是表示使用第1臂和第2臂的升壓斬波電路的各臂通斷與開關元件的通斷之間的對應關系的圖表。

圖12是表示在按照實施方式1的電力變換器的并聯升壓模式中用于對各開關元件進行通斷控制的門邏輯式的一覽表的圖表。

圖13是用于說明圖1所示的電力變換器的并聯升壓模式下的直流電源的輸出控制例的功能框圖。

圖14是用于說明圖13所示的PWM控制部的動作的波形圖。

圖15是表示并聯升壓模式下的開關樣式的一覽表的圖表。

圖16是說明按照實施方式1的電力變換器中的電抗器電流的方向的組合的概念圖。

圖17A、圖17B是說明第2臂形成時的第1樣式下的電流行為(日文：挙動)的第1、第2電路圖。

圖18A、圖18B是說明第2臂形成時的第2樣式下的電流行為的第1、第2電路圖。

圖19是一覽表示圖17B中的各部的電流值的圖表。

圖20是一覽表示圖18B中的各部的電流值的圖表。

圖21是用于說明為了比較而示出的電力變換器的電流路徑的第1電路圖。

圖22是一覽表示圖21和圖23所示的電力變換器的各開關元件的電流的圖表。

圖23是用于說明為了比較而示出的電力變換器的電流路徑的第2電路圖。

圖24是用于說明對實施方式1的電力變換器應用載波相位控制的情況的波形圖。

圖25是用于說明實施方式1的變形例的PWM控制的第1例的波形圖。

圖26是用于說明實施方式1的變形例的PWM控制的第2例的波形圖。

圖27是用于說明實施方式2的電力變換器的構成的電路圖。

圖28是表示實施方式2的電力變換器的并聯升壓模式下的各開關元件用的門邏輯式的一覽表的圖表。

圖29是表示應用于實施方式1、2的電力變換器的多個動作模式的一覽表的圖表。

圖30是表示不對第1直流電源進行再生充電的情況下的圖1所示的電力變換器的構成的變形例的電路圖。

圖31是表示不對第2直流電源進行再生充電的情況下的圖1所示的電力變換器的構成的變形例的電路圖。

圖32是表示不對第1直流電源進行再生充電的情況下的圖27所示的電力變換器的構成的變形例的電路圖。

圖33是表示不對第2直流電源進行再生充電的情況下的圖27所示的電力變換器的構成的變形例的電路圖。

具體實施方式

以下參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式。此外，以下對圖中的同一或相當部分標注同一附圖標記，原則上不反復進行其說明。

[實施方式1]

(電路構成)

圖1是表示按照本發(fā)明的實施方式1的電源系統(tǒng)的構成的電路圖。

參照圖1，電源系統(tǒng)5具備直流電源B1、直流電源B2、電力變換器10以及控制裝置100。

在本實施方式中，直流電源B1、B2由二次電池、雙電層電容器等蓄電裝置構成。例如直流電源B1由鋰離子二次電池、鎳氫電池這樣的二次電池構成。另外，直流電源B2例如由雙電層電容器、鋰離子電容器等輸出特性優(yōu)異的直流電壓源要素構成。直流電源B1和直流電源B2分別與“第1直流電源”和“第2直流電源”相對應。

此外，直流電源B1、B2也可以由同種蓄電裝置構成。另外，對于直流電源B1、B2的容量也沒有特別限定，直流電源B1、B2可以各自以同等的容量構成，也可以使一個直流電源的容量比另一個直流電源的容量大。

電力變換器10構成為，控制高電壓側的電力線PL和低電壓側的電力線GL之間的直流電壓VH(以下也稱為輸出電壓VH)。電力線GL代表性地由接地配線構成。

負載30接受電力變換器10的輸出電壓VH而動作。輸出電壓VH的電壓指令值VH*設定成適于負載30的動作的電壓。電壓指令值VH*也可以根據負載30的狀態(tài)設定成可變。而且，負載30也可以構成為能夠通過再生發(fā)電等產生直流電源B1和/或B2的充電電力。

電力變換器10包括電力用半導體開關元件S1～S5和電抗器L1、L2。在本實施方式中，作為電力用半導體開關元件(以下也簡稱為“開關元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶體管或電力用雙極晶體管等。

開關元件S1～S5能夠分別響應來自控制裝置100的控制信號SG1～SG5來控制通斷。具體而言，開關元件S1～S5在控制信號SG1～SG5為邏輯高電平(以下也記為“高電平(H level)”)時成為接通狀態(tài)，成為能夠形成電流路徑的狀態(tài)。另一方面，開關元件S1～S5在控制信號SG1～SG5為邏輯低電平(以下也記為“低電平(L level)”)時成為斷開狀態(tài)，成為切斷該電流路徑的狀態(tài)。

二極管D1～D4分別與開關元件S1～S4反向并聯(日文：逆並列)連接。二極管D1～D4配置成，在正偏壓時形成從電力線GL朝向電力線PL的方向(圖中自下而上的方向)的電流路徑。另一方面，二極管D1～D4在負偏壓時不形成該電流路徑。具體而言，二極管D1以使從節(jié)點N1朝向電力線PL的方向為正向的方式連接，二極管D2以使從電力線GL朝向節(jié)點N1的方向為正向的方式連接。同樣地，二極管D3以使從節(jié)點N2朝向電力線PL的方向為正向的方式連接，二極管D4以使從電力線GL朝向節(jié)點N2的方向為正向的方式連接。

開關元件S1電連接于電力線PL與節(jié)點N1之間。電抗器L1以及直流電源B1串聯地電連接于節(jié)點N1與電力線GL之間。例如電抗器L1電連接于直流電源B1的正極端子與節(jié)點N1之間，并且直流電源B1的負極端子與電力線GL電連接。開關元件S2電連接于節(jié)點N1與電力線GL之間。此外，即使更換電抗器L1與直流電源B1的連接順序，在電方面也維持等效的電路構成。

開關元件S3電連接于電力線PL與節(jié)點N2之間。開關元件S4電連接于節(jié)點N2與電力線GL之間。開關元件S5電連接于節(jié)點N1與節(jié)點N2之間。電抗器L2以及直流電源B2串聯地電連接于節(jié)點N2與電力線GL之間。例如電抗器L2電連接于直流電源B2的正極端子與節(jié)點N2之間，并且直流電源B2的負極端子與電力線GL電連接。此外，即使更換電抗器L2與直流電源B2的連接順序，在電方面也維持等效的電路構成。

在圖1的構成例中，開關元件S1和二極管D1與“第1半導體元件SM1”相對應，開關元件S2和二極管D2與“第2半導體元件SM2”相對應，開關元件S3和二極管D3與“第3半導體元件SM3”相對應。而且，開關元件S4和二極管D4與“第4半導體元件SM4”相對應，開關元件S5與“第5半導體元件SM5”相對應。而且，電抗器L1、L2分別與“第1電抗器”和“第2電抗器”相對應。在圖1的例子中，通過開關元件S1～S5的通斷控制，能夠在第1半導體元件SM1～第5半導體元件SM5的每一個半導體元件中控制電流路徑的形成和切斷。

控制裝置100由具有例如未圖示的CPU(Central Processing Unit)和存儲器的電子控制單元(ECU)構成?？刂蒲b置100構成為基于存儲于存儲器的映射和程序進行使用了各傳感器的檢測值的運算處理?；蛘?，控制裝置100的至少一部分也可以構成為通過電子電路等硬件執(zhí)行預定的數值·邏輯運算處理。

控制裝置100為了控制輸出電壓VH而生成對開關元件S1～S5的通斷進行控制的控制信號SG1～SG5。此外，雖然在圖1中省略了圖示，設有直流電源B1的電壓(記為V[1])和電流(記為I[1])的檢測器、直流電源B2的電壓(記為V[2])和電流(記為I[2]的)的檢測器、以及輸出電壓VH的檢測器(電壓傳感器)。這些檢測器的輸出被向控制裝置100輸入。

圖2是表示負載30的構成例的概略圖。

參照圖2，負載30構成為包括例如電動車輛的行駛用電動機。負載30包括平滑電容器CH、變換器32、電動發(fā)電機35、動力傳遞齒輪36以及驅動輪37。

電動發(fā)電機35是用于產生車輛驅動力的行駛用電動機，由例如多個相的永久磁鐵型同步電動機構成。電動發(fā)電機35的輸出轉矩經由由減速器、動力分配機構構成的動力傳遞齒輪36而向驅動輪37傳遞。電動車輛通過被傳遞到驅動輪37的轉矩來行駛。另外，電動發(fā)電機35在電動車輛的再生制動時在驅動輪37的旋轉力的作用下發(fā)電。該發(fā)電電力由變換器32進行AC/DC變換。該直流電力能夠用作電源系統(tǒng)5所包含的直流電源B1、B2的充電電力。

在除了電動發(fā)電機之外還搭載有發(fā)動機(未圖示)的混合動力汽車中，通過使該發(fā)動機和電動發(fā)電機35協(xié)調地動作，可產生電動車輛所需的車輛驅動力。此時，也能夠使用通過發(fā)動機的旋轉產生的發(fā)電電力來對直流電源B1和/或B2進行充電。

這樣，電動車輛是概括性地表示搭載行駛用電動機的車輛的車輛，包括搭載有發(fā)動機和電動機的混合動力汽車、不搭載發(fā)動機的電動汽車及燃料電池車這兩者在內的車輛。

(電力變換器的動作)

電力變換器10與專利文獻2所記載的電力變換器同樣地具有直流電源B1、B2與電力線PL、GL之間的直流電力變換(DC/DC變換)的形態(tài)不同的多個動作模式。這些動作模式可通過切換開關元件的通斷控制的形態(tài)而選擇性地應用。

電力變換器10的多個動作模式包括用于在直流電源B1、B2與電力線PL、GL之間并聯地進行DC/DC變換的“并聯升壓模式”。

根據圖1可理解，電力變換器10具有將在直流電源B1與電力線PL、GL之間形成的升壓斬波電路、在直流電源B2與電力線PL、GL之間形成的升壓斬波電路組合而成的電路構成。因此，首先，詳細地說明基本的升壓斬波電路的動作。

圖3中示出了表示基本的升壓斬波電路的構成的電路圖。

參照圖3，升壓斬波電路CHP具有構成上臂的開關元件Su、構成下臂的開關元件Sl、以及電抗器L。電抗器L電連接于上臂的開關元件Su和下臂的開關元件Sl的連接點與直流電源PS的正極端子之間。上臂的開關元件Su和下臂的開關元件Sl串聯地連接于電力線PL與GL之間。二極管Du、Dl分別與上臂的開關元件Su和下臂的開關元件Sl反向并聯連接。

在升壓斬波電路CHP中，交替地設置下臂(開關元件Sl)的接通期間和斷開期間。在下臂的接通期間，可形成經由直流電源PS-電抗器L-下臂元件Sl(接通)的電流路徑101。由此，可在電抗器L蓄積能量。

在下臂的斷開期間，可形成經由直流電源PS-電抗器L-二極管Du(或開關元件Su)-負載30的電流路徑102。由此，在下臂元件Sl的接通期間蓄積于電抗器L的能量和來自直流電源PS的能量被向負載30供給。由此，向負載30輸出的輸出電壓與直流電源PS的輸出電壓相比被升壓。

上臂的開關元件Su在下臂的開關元件Sl的接通期間內需要斷開。另外，在下臂的開關元件Sl的斷開期間內，使上臂的開關元件Su接通，由此能夠使來自負載30的電力向直流電源PS再生。例如通過使上臂的開關元件Su和下臂的開關元件Sl周期性且互補性地通斷，從而不與電流方向相應地切換開關控制(通斷控制)的形態(tài)，就能夠一邊控制輸出電壓VH、一邊與再生和動力運行這兩者相對應地執(zhí)行DC/DC變換。

此外，在不進行向直流電源PS的電力再生的情況下，電流方向限定于一方向，因此，對于上臂，也可以省略開關元件Su的配置而僅由二極管Du構成。另外，對于下臂，可以省略二極管Dl的配置。

圖4中示出了圖3所示的升壓斬波電路的動作波形例。

參照圖4，在下臂的接通期間內，在電抗器L中流動的電流(以下稱為“電抗器電流”)IL上升，在下臂的斷開期間內，電抗器電流IL下降。因此，通過控制下臂的開關元件Sl的接通期間和斷開期間之比，能夠控制輸出電壓VH。具體而言，通過使接通期間的比率上升，使輸出電壓VH上升。

公知升壓斬波電路CHP中的電壓變換比(升壓比)使用直流電源PS的電壓Vi、輸出電壓VH和輸出占空比DT(以下也簡稱為占空比DT)以下述(1)式表示。此外，占空比DT是表示接通期間比率的參數，由下臂的接通期間相對于開關周期To(接通期間+斷開期間)的比率(時間比)來定義。

VH＝1/(1-DT)·Vi…(1)

在升壓斬波電路CHP中，能夠通過脈沖寬度調制(PWM)控制來執(zhí)行開關元件的通斷控制(以下稱為開關控制)。例如按照載波CW與占空比DT的電壓比較，來生成用于使下臂通斷的控制脈沖信號SD。

載波CW具有與開關周期To相同的周期。例如載波CW可使用三角波。載波CW的頻率相當于開關元件Sl(Su)的開關頻率。載波CW的電壓幅寬(峰值對峰值)被設定成與DT＝1.0相對應的電壓。

控制脈沖信號SD在表示占空比DT的電壓比載波CW的電壓高時被設定成高電平，而在表示占空比DT的電壓比載波CW的電壓低時被設定成低電平?？刂泼}沖信號/SD是控制脈沖信號SD的反轉信號。

下臂的開關元件Sl的通斷按照控制脈沖信號SD進行控制。即，下臂的開關元件Sl在控制脈沖信號SD的高電平期間內被控制成接通狀態(tài)，而在控制脈沖信號SD的低電平期間被控制成斷開狀態(tài)。上臂的開關元件Su可以按照控制脈沖信號/SD與下臂的開關元件Sl互補且周期性地通斷進行控制。

若占空比DT變高，則控制脈沖信號SD的高電平期間變長，因此，下臂的接通期間變長。由此，與電流IL的平均值的增加相應地，來自直流電源PS的輸出上升，從而輸出電壓VH上升。相反，若占空比DT變低，則控制脈沖信號SD的低電平期間變長，因此，下臂的接通期間變短。由此，與電流IL的平均值的下降相應地，來自直流電源PS的輸出下降，從而輸出電壓VH下降。

(并聯升壓模式的電路動作)

接著，詳細地說明電力變換器10的并聯升壓模式下的動作和控制。電力變換器10在并聯升壓模式下以使兩個升壓斬波電路相對于直流電源B1、B2中的每一個直流電源并聯地動作的形態(tài)而動作。即，電力變換器10與專利文獻2中的并聯連接模式同樣地通過在直流電源B1、B2與電力線PL、GL(負載30)之間進行并聯的DC/DC變換，按照電壓指令值VH*控制輸出電壓VH。

再次參照圖1，在電力變換器10中，其特征在于，在使開關元件S5接通的情況與斷開的情況之間，針對直流電源B1、B2形成的升壓斬波電路不同。

在電力變換器10中，在開關元件S5斷開時，節(jié)點N1、N2被電切離。此時的電力變換器10的等效電路表示在圖5中。

參照圖5，在開關元件S5斷開時，針對直流電源B1，形成以開關元件S2和二極管D2為下臂、以開關元件S1和二極管D1為上臂的升壓斬波電路。

另一方面，針對直流電源B2，形成以開關元件S4和二極管D4為下臂、以開關元件S3和二極管D3為上臂的升壓斬波電路。

圖6示出在圖5所示的等效電路圖中直流電源B1、B2的下臂接通時的電流路徑。

參照圖6，通過使開關元件S2接通，從而與圖3中的電流路徑101同樣地形成用于通過直流電源B1的輸出來將能量蓄積于電抗器L1的電流路徑111。即，開關元件S2相當于與直流電源B1相對應地形成的升壓斬波電路的下臂。

同樣地，通過使開關元件S4接通，從而與圖3中的電流路徑101同樣地形成用于通過直流電源B2的輸出而將能量蓄積于電抗器L2的電流路徑112。即，開關元件S4相當于與直流電源B2相對應地形成的升壓斬波電路的下臂。

圖7示出了在圖5所示的等效電路圖中直流電源B1、B2的上臂接通時的電流路徑。

參照圖7，通過使開關元件S2斷開，從而形成用于經由開關元件S1或二極管D1而將電抗器L1的蓄積能量與來自直流電源B1的能量一起向電力線PL輸出的電流路徑113。在本實施方式中，通過使開關元件S1、S2互補地通斷，從而在開關元件S2的斷開期間內開關元件S1接通。開關元件S1相當于與直流電源B1相對應地形成的升壓斬波電路的上臂。

同樣地，通過使開關元件S4斷開，從而形成用于經由開關元件S3或二極管D3而將電抗器L2的蓄積能量與來自直流電源B2的能量一起向電力線PL輸出的電流路徑114。在本實施方式中，開關元件S3、S4互補地通斷，因此，在開關元件S4的斷開期間內開關元件S3接通。開關元件S3相當于與直流電源B2相對應地形成的升壓斬波電路的上臂。

根據圖6和圖7可理解，通過交替地形成電流路徑111、113，可執(zhí)行直流電源B1與電力線PL、GL之間的DC/DC變換。同樣地，通過交替地形成電流路徑112、114，可執(zhí)行直流電源B2與電力線PL、GL之間的DC/DC變換。

以下，也將與直流電源B1相對應地形成的升壓斬波電路的上臂稱為“B1U臂”，將下臂稱為“B1L臂”。同樣地，也將與直流電源B2相對應地形成的升壓斬波電路的上臂稱為“B2U臂”，也將下臂稱為“B2L臂”。

另一方面，在電力變換器10中，在開關元件S5接通時，節(jié)點N1、N2被電連接。此時的電力變換器10的等效電路表示在圖8中。

參照圖8，關于直流電源B1，由于通過開關元件S5使節(jié)點N2與節(jié)點N1電連接，因此，能夠將在節(jié)點N2與電力線GL之間連接的開關元件S4作為直流電源B1的下臂(B1L臂)而形成升壓斬波電路。同樣地，能夠將電連接于節(jié)點N2與電力線PL之間的開關元件S3作為直流電源B1的上臂(B1U臂)而形成升壓斬波電路。

另外，針對直流電源B2，能夠形成以在節(jié)點N1與電力線PL之間連接的開關元件S1為上臂(B2U臂)、以開關元件S2為下臂(B2L臂)的升壓斬波電路。

圖9A、圖9B中示出了在圖8所示的等效電路圖中直流電源B1、B2的下臂接通時的電流路徑。

參照圖9A，通過使開關元件S4、S5接通，可形成用于通過直流電源B1的輸出而將能量蓄積于電抗器L1的電流路徑115。另一方面，如圖9B所示，通過使開關元件S2、S5接通，可形成用于通過直流電源B2的輸出而將能量蓄積于電抗器L2的電流路徑116。

圖10A、圖10B中示出了在圖8所示的等效電路圖中直流電源B1、B2的上臂接通時的電流路徑。

參照圖10A，關于直流電源B1，通過在開關元件S5接通了的狀態(tài)下使開關元件S4斷開，可形成用于經由開關元件S3或二極管D3將電抗器L1的蓄積能量與來自直流電源B1的能量一起向電力線PL輸出的電流路徑117。如上述，開關元件S3、S4互補地通斷，因此，能夠由開關元件S3形成B1U臂、且由開關元件S4形成B1L臂。

參照圖10B，關于直流電源B2，通過在開關元件S5接通了的狀態(tài)下使開關元件S2斷開，可形成用于經由開關元件S1或二極管D1將電抗器L2的蓄積能量與來自直流電源B2的能量一起向電力線PL輸出的電流路徑118。如上述，開關元件S1、S2互補地通斷，因此，能夠由開關元件S1形成B2U臂、且由開關元件S2形成B2L臂。

圖11中示出了在開關元件S5的斷開時和接通時分別形成的升壓斬波電路的各臂與開關元件的通斷之間的對應關系。

參照圖11，將在開關元件S5的斷開時(圖5～圖7)形成的升壓斬波電路中的各臂稱為“第1臂”，將在開關元件S5的接通時(圖8～圖10)形成的升壓斬波電路的各臂稱為“第2臂”。

在開關元件S5斷開時、即第1臂形成時，針對直流電源B1，如上述，B1L臂通過開關元件S2的接通而接通，而B1U臂通過開關元件S1的接通(開關元件S2的斷開)而接通。另外，針對直流電源B2，B2L臂通過開關元件S4的接通而接通，而B2U臂通過開關元件S3的接通(開關元件S4的斷開)而接通。

另一方面，在開關元件S5接通時、即第2臂形成時，針對直流電源B1，如上述，B1L臂通過開關元件S4的接通而接通，而B1U臂通過開關元件S3的接通(開關元件S4的斷開)而接通。另外，針對直流電源B2，B2L臂通過開關元件S2的接通而接通，而B2U臂通過開關元件S1的接通(開關元件S2的斷開)而接通。

這樣，在第1臂和第2臂中的任一個臂中，均是使開關元件S1、S2互補地通斷、且開關元件S3、S4互補地通斷，從而能夠針對直流電源B1、B2中的每一個直流電源而控制成上臂和下臂交替地通斷。

在按照實施方式1的電力變換器10的并聯升壓模式下，一并使用第1臂和第2臂來執(zhí)行DC/DC變換。不過，如圖11所示，各開關元件S1～S5針對直流電源B1、B2中的一者作為第1臂動作的同時、針對直流電源B1、B2中的另一者作為第2臂動作。需要留意由于這樣的第1臂和第2臂之間的干涉從而能夠應用第2臂的期間受到限定這一點。

具體而言，若針對直流電源B1、B2中的一者而使第2臂接通，則針對直流電源B1、B2中的另一者，也使第2臂接通。例如，若使開關元件S4、S5接通而使第2臂中的B1L臂接通(圖9A)，則與圖6同樣地針對直流電源B2，與開關元件S4的接通相應地使第1臂中的B2L臂接通。相反，若通過開關元件S3、S5的接通而使第2臂中的B1U臂接通(圖10A)，則與圖7同樣地針對直流電源B2也使第1臂中的B2U臂接通。

根據圖9A和圖10B也可理解，在第2臂形成時，在使B1L臂和B2U臂這兩者都接通了的情況下，形成經由接通狀態(tài)的開關元件S1、S5、S4而從節(jié)點N2朝向節(jié)點N1的電流路徑，由此會在電力線PL與GL之間形成短路路徑。因此，如上述，在使B1L臂和B2U臂這兩者都接通的情況下，需要通過將開關元件S5斷開而應用第1臂(圖6)。

同樣地，根據圖9B和圖10A也可理解，在第2臂形成時，在使B2L臂和B1U臂這兩者都接通了的情況下，形成經由接通狀態(tài)的開關元件S3、S5、S2而從節(jié)點N1朝向節(jié)點N2的電流路徑，即在電力線PL與GL之間形成短路路徑。因此，如上述，在使B1U臂和B2L臂這兩者都接通的情況下，需要通過將開關元件S5斷開而應用第1臂(圖6)。

因此，能夠使用第2臂的期間限定于在直流電源B1、B2之間向上臂發(fā)出的指令(接通/斷開)和向下臂發(fā)出的指令(接通/斷開)為相同的期間。即，限定于在對直流電源B1、B2這兩者都發(fā)出使上臂接通的指令的期間、或在對直流電源B1、B2這兩者都發(fā)出使下臂接通的指令的期間，才能夠使用第2臂。

圖12中示出了用于對并聯升壓模式下的開關元件S1～S5中的每一個開關元件進行通斷控制的門邏輯式。

參照圖12，控制脈沖信號SD1相當于與直流電源B1相對應的升壓斬波電路中的控制脈沖信號SD(圖4)。即，在控制脈沖信號SD1為高電平時，發(fā)出針對直流電源B1使下臂接通的指示?？刂泼}沖信號/SD1是控制脈沖信號SD1的反轉信號。即，在控制脈沖信號/SD1為高電平時，發(fā)出針對直流電源B1使上臂接通的指示。

控制脈沖信號SD1的高電平期間越長，則來自直流電源B1的輸出越增加，另一方面，控制脈沖信號/SD1的高電平期間(即控制脈沖信號SD1的低電平期間)越長，則來自直流電源B1的輸出越減少。

同樣地，控制脈沖信號SD2相當于與直流電源B2相對應的升壓斬波電路中的控制脈沖信號SD(圖4)，控制脈沖信號/SD2是控制脈沖信號SD2的反轉信號。即，在控制脈沖信號SD2為高電平時，指示使直流電源B2的下臂接通，另一方面，在控制脈沖信號/SD2為高電平時，指示使直流電源B2的上臂接通。

控制脈沖信號SD2的高電平期間越長，則來自直流電源B2的輸出越增加，另一方面，控制脈沖信號/SD2的高電平期間(即控制脈沖信號SD2的低電平期間)越長，則來自直流電源B2的輸出越減少。

在電力變換器10的并聯升壓模式下，與控制脈沖信號SD1相對應地對開關元件S2進行通斷控制，并且響應控制脈沖信號/SD1而使開關元件S1通斷。而且，根據控制脈沖信號SD2來對開關元件S4進行通斷控制，并且響應控制脈沖信號/SD2而使開關元件S3通斷。而且，開關元件S5按照控制脈沖信號SD1、SD2的同或(XNOR)來進行通斷控制。

即，在控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平相等時(即、SD1＝SD2＝H、或SD1＝SD2＝L)的情況下，開關元件S5接通。即，在開關元件S2、S4的通斷狀態(tài)相同時，開關元件S5接通。此時，針對直流電源B1、B2，分別構成使用第2臂的升壓斬波電路。

在使用第2臂的情況下，控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平相等，因此，可理解成開關元件S2、S4共同通斷。而且，對于開關元件S1、S3，也共同通斷。而且，開關元件S1、S3的對與開關元件S2、S4的對互補地通斷。因此，確保了開關元件S1、S2的互補的通斷以及開關元件S3、S4的互補的通斷。

另一方面，在控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平不同的情況(即、SD1＝H，SD2＝L、或、SD1＝L，SD2＝H)下，開關元件S5斷開。即，在開關元件S2、S4的通斷狀態(tài)不同時，開關元件S5斷開。此時，對于直流電源B1、B2，分別構成使用第1臂的升壓斬波電路。

因此，在使用第1臂的情況下，控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平不同，因此，開關元件S2、S3共同通斷，并且開關元件S1、S4共同地通斷。并且，開關元件S1、S3的對和開關元件S2、S4的對互補地通斷。因此，在使用第2臂時，也確保了開關元件S1、S2的互補的通斷以及開關元件S3、S4的互補的通斷。

這樣，通過按照圖12所示的門邏輯式并根據控制脈沖信號SD1、SD2來控制開關元件S1～S5的通斷，能夠一邊自動地選擇使用第1臂的升壓斬波電路以及使用形成第2臂的升壓斬波電路，一邊執(zhí)行并聯升壓模式下的DC/DC變換。尤其是，通過開關元件S5對節(jié)點N1、N2之間的電流路徑的形成/切斷的控制，能夠一邊避免在電力線PL、GL之間形成短路路徑，一邊切換第1臂和第2臂。

圖13是用于說明電力變換器10的并聯升壓模式時的直流電源B1、B2的輸出控制例的功能框圖。此外，以下，對于以圖13為首的各功能框圖中的功能框，通過由控制裝置100進行的軟件處理和/或硬件處理，可實現其功能。

參照圖13，在并聯升壓模式下，與專利文獻2的并聯連接模式同樣地，能夠將直流電源B1、B2中的一者的輸出控制(電壓控制)成補償輸出電壓VH的電壓偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)，并且將直流電源B1、B2中的另一者的輸出控制(電流控制)成補償電流I[1]或I[2]的電流偏差。例如電流控制的指令值(Io*)可以設定成控制該電源的輸出電力。

作為一例，并聯升壓模式下的變換器控制部250對電力變換器10進行控制，以對直流電源B1的輸出進行電壓控制，另一方面，對直流電源B2的輸出進行電流控制。在該情況下，若使用直流電源B2的電力指令值P[2]*和電壓V[2]并設定成Io*＝P[2]*/V[2]，則能夠按照電力指令值P[2]*來控制直流電源B2的輸入輸出電壓。

變換器控制部250包括減法部252、254、用于控制直流電源B1的輸出的控制器210、用于控制直流電源B2的輸出的控制器220、PWM控制部230、以及載波產生部240。

減法部252運算電壓控制用的電壓偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)。控制器210通過用于補償電壓偏差ΔV的反饋控制(例如PI控制)來運算直流電源B1的輸出占空比DT1(以下簡稱為占空比DT1)。此外，也可以進一步反映根據直流電源B1的電壓V[1]與電壓指令值VH*的電壓比求出的理論升壓比，來運算占空比DT1。

減法部254運算電流控制用的電流偏差ΔI(ΔI＝Io*-I[2])。控制器220通過用于補償電流偏差ΔI的反饋控制(例如PI控制)來運算直流電源B2的輸出占空比DT2(以下簡稱占空比DT2)。此外，也可以進一步反映根據直流電源B2的電壓V[2]與電壓指令值VH*的電壓比求出的理論升壓比，來運算占空比DT2。

載波產生部240產生直流電源B1的控制所使用的載波CW1和直流電源B2的控制所使用的CW2。PWM控制部230通過將基于占空比DT1與載波CW1之間的比較而得到的PWM控制、以及基于載波CW2與占空比DT2之間的比較而得到的PWM控制進行組合，來生成控制信號SG1～SG5。載波CW1、CW2具有與開關頻率相當的同一頻率。

圖14中示出了用于說明并聯連接模式下的PWM控制部230的動作的波形圖。

參照圖14，針對直流電源B1，通過基于載波CW1與占空比DT1之間的電壓比較而得的PWM控制來生成控制脈沖信號SD1、/SD1。在DT1>CW1的期間內，控制脈沖信號SD1被設定成高電平，而在CW1>DT1的期間內，控制脈沖信號SD1被設定成低電平。因此，與占空比DT1的上升相應地，控制脈沖信號SD1的高電平期間變長，控制脈沖信號/SD1的低電平期間變短。如上述，在控制脈沖信號SD1的高電平期間內，發(fā)出使直流電源B1的下臂接通的指令，因此，與占空比DT1的上升相應地，直流電源B1的輸出增加。另一方面，與占空比DT1的下降相應地，直流電源B1的輸出減少。

同樣地，針對直流電源B2，也通過基于占空比DT2與載波CW2之間的電壓比較而得的PWM控制來生成控制脈沖信號SD2、/SD2。與控制脈沖信號SD1、/SD1同樣地，在DT2>CW2的期間內，控制脈沖信號SD2被設定成高電平，而在CW2>DT2的期間內，控制脈沖信號SD2被設定成低電平。在控制脈沖信號SD2的高電平期間內，發(fā)出使直流電源B2的下臂接通的指令，因此，與占空比DT2的上升相應地，直流電源B2的輸出增加。另一方面，與占空比DT2的下降相應地，直流電源B2的輸出減少。

按照圖12所示的邏輯運算式并根據通過上述PWM控制而得到的控制脈沖信號SD1、/SD1、SD2、/SD2來生成控制信號SG1～SG5。在此，只要按照圖12所示的邏輯式，與控制脈沖信號SD1的高/低電平和控制脈沖信號SD2的高/低電平的組合相應地，開關元件S1～S5的開關樣式僅限于圖15所示的4種樣式。

圖15是表示并聯升壓模式下的開關元件S1～S5的通斷樣式(開關樣式)的一覽表的圖表。

參照圖15，在時刻t0～t1之間，SD1＝SD2＝H。此時，如圖15所示，控制信號SG1＝SG3＝L，而SG2＝SG4＝SG5＝H。因此，開關元件S5接通而在形成使用了第2臂的升壓斬波電路的情況下，開關元件S1、S3斷開，而開關元件S2、S4接通。

此時，根據圖11可理解，第2臂中的B1L臂和B2L臂都接通。即，針對直流電源B1、B2中的每一個直流電源都發(fā)出使下臂接通的指令。因此，在時刻t0～t1之間，電抗器電流IL1、IL2這兩者都上升。此外，根據圖1的電路構成可知，電抗器電流IL1相當于直流電源B1的電流I[1]，電抗器電流IL2相當于直流電源B2的電流I[2]。

再次參照圖14，在時刻t1，控制脈沖信號SD2從高電平向低電平變化，因此，在時刻t1～t2之間，SD1＝H、且SD2＝L。此時，如圖15所示，控制信號SG2＝SG3＝H，而SG1＝SG4＝SG5＝L。因此，開關元件S5斷開而在形成使用了第1臂的升壓斬波電路的情況下，開關元件S2、S3接通，而開關元件S1、S4斷開。

此時，根據圖11可理解，第1臂中的B1L臂和B2U臂接通。即，對直流電源B1發(fā)出使下臂接通的指令，另一方面，對直流電源B2發(fā)出使上臂接通的指令。因此，在時刻t1～t2之間，電抗器電流IL1上升，而電抗器電流IL2下降。

再次參照圖14，在時刻t2，控制脈沖信號SD1從高電平向低電平變化，因此，在時刻t2～t3之間，SD1＝SD2＝L。此時，如圖15所示，控制信號SG2＝SG4＝L，而SG1＝SG3＝SG5＝H。因此，開關元件S5接通而在形成使用第2臂的升壓斬波電路的情況下，開關元件S1、S3接通，而開關元件S2、S4斷開。

此時，根據圖11可理解，第2臂中的B1U臂和B2U臂接通。即，對直流電源B1、B2中的每一個都發(fā)出使上臂接通的指令。因此，在時刻t2～t3之間，電抗器電流IL1、IL2這兩者都下降。

再次參照圖14，在時刻t3，控制脈沖信號SD1從低電平向高電平變化，因此，在時刻t3～t4之間，SD1＝H、且SD2＝L。因此，通過再現時刻t0～t1之間的開關樣式，從而在第1臂的使用下，開關元件S1～S5被控制，以使電抗器電流IL1上升，另一方面，使電抗器電流IL2下降。

此外，在圖14的動作例，由于DT1>DT2，因此，不存在與時刻t0～t1之間相反地SD1＝L且SD2＝H的期間，但在該SD1＝L且SD2＝H的期間內，如圖15所示，控制信號SG1＝SG4＝H，而SG2＝SG3＝SG5＝L。因此，開關元件S5斷開而在形成使用第1臂的升壓斬波電路的情況下，開關元件S1、S4接通，而開關元件S2、S3斷開。

此時，根據圖11可理解，第1臂中的B1U臂和B2L臂接通。即，對直流電源B2發(fā)出使下臂接通的指令，另一方面，對直流電源B1發(fā)出使上臂接通的指令。因此，可理解，在該期間內，開關元件S1～S5被控制，以使電抗器電流IL2上升，另一方面，使電抗器電流IL1下降。

對于圖14中的時刻t4以后，也同樣能夠通過與占空比DT1、DT2相應的PWM控制來按照圖15所示的開關樣式控制開關元件S1～S5。

這樣，根據按照實施方式1的電力變換器10，在并聯升壓模式下，根據直流電源B1、B2的輸出控制的占空比DT1、DT2，并按照圖12所示的邏輯式，來對開關元件S1～S5進行通斷控制。由此，能夠在自動地切換形成使用第1臂的升壓斬波電路的期間以及形成使用第2臂的升壓斬波電路的期間的同時，直流電源B1、B2相對于電力線PL、GL并聯地執(zhí)行DC/DC變換。

尤其是，能夠通過基于占空比DT1、DT2進行的來自直流電源B1、B2的輸出控制來對電力變換器10進行控制，以對直流電源B1、B2中的一者進行電壓控制(將VH控制成VH*)、并且對直流電源B1、B2的另一者進行電流控制(將I[1]或I[2]控制成Io*)。由此，在并聯升壓模式下，針對整個電力變換器10對負載30的輸入輸出電力PL(負載電力PL)，對被電流控制的直流電源的輸入輸出電力進行控制，從而也能夠間接地對被電壓控制的直流電源的輸入輸出電力進行控制。

即，電力變換器10能夠在并聯升壓模式下與專利文獻2所記載的電力變換器中的并聯連接模式同樣地控制直流電源B1、B2之間的電力分配、且將輸出電壓VH控制成電壓指令值VH*。

此外，直流電源B1、B2的輸出控制并不限定于圖13中的例示，占空比DT1、DT2的算出只要具有將輸出電壓VH控制成電壓指令值VH*的功能，就能夠以任意的形態(tài)執(zhí)行。

作為安排(日文：アレンジ)的一例，為了將輸出電壓VH控制成電壓指令值VH*，也可以基于從電力變換器10輸入輸出的所需電力Pr的算出來對直流電源B1、B2的輸出進行電力控制(電流控制)。具體而言，可以按照將該所需電力Pr在直流電源B1、B2之間分配的電力指令值P1*、P2*來對直流電源B1、B2的輸出電力進行控制(Pr＝P1*+P2*)。在并聯升壓模式下，能夠在電力指令值P1*、P2*之間自由分配。在該情況下，在圖13的控制構成中，控制器210、220可以通過以根據電力指令值P1*、P2*求出的、電流指令值I1*(I1*＝P1*/V[1])和I2*(I2*＝P2*/V[2])為基準值的電流I[1]、I[2]的反饋控制來算出占空比DT1、DT2。

如上述，電力變換器10能夠在并聯升壓模式下控制直流電源B1、B2之間的電力分配。其結果，針對對負載30的總的輸入輸出電力PL，對于直流電源B1的輸入輸出電力P1和直流電源B2的輸入輸出電力P2，能夠以PL＝P1+P2的方式控制電力分配。因此，在負載30的動力運行動作時(PL>0)，除了P1>0、P2>0之外，即使P1>0、P2＜0或、P1＜0，P2>0，也能夠通過直流電源B1、B2整體來供給負載電力PL。相反，在負載30的再生動作時(PL＜0)，除了P1＜0、P2＜0之外，即使P1＜0、P2>0或、P1>0、P2＜0，也能夠通過直流電源B1、B2整體接受負載電力PL。即，在并聯升壓模式下，能夠控制電力變換器10以使直流電源B1、B2彼此不同地進行再生動作和動力運行動作。

(并聯升壓模式下的電力變換器的電力損失)

接著，詳細地說明按照實施方式1的電力變換器10的并聯升壓模式下的電力損失減少效果。

電力變換器10在開關元件S5斷開時、即在形成使用第1臂的升壓斬波電路的情況下，如圖5所示，與將兩個升壓斬波電路并聯連接的電路構成、即專利文獻1的電源系統(tǒng)是等效的?？衫斫?，此時的開關元件S1～S5帶來的電力損失與專利文獻1的電力變換器是同等的。

另一方面，在專利文獻2所示的電力變換器的并聯連接模式下，兩個直流電源的DC/DC變換的電流重疊地流于一部分的開關元件，從而擔心導通損失會增加。即，在專利文獻2的電力變換器的并聯連接模式下，開關元件的電力損失有可能比專利文獻1的電力變換器高。

與此相對，在按照實施方式1的電力變換器10中，如以下說明那樣，設置上述的形成第2臂的期間，由此能夠減少開關元件的導通損失。

再次參照圖15，在電力變換器10中開關元件S5接通的情況、即形成使用第2臂的升壓斬波電路的期間內，僅存在開關元件S2、S4、S5接通(S1、S3斷開)的第1樣式以及開關元件S1、S3、S5接通(S2、S4斷開)的第2樣式這兩個樣式。如上述，在第1樣式下，直流電源B1、B2這兩者的下臂都接通，在第2樣式下，在直流電源B1、B2這兩者的上臂都接通。

根據圖8可理解，在第1樣式(S2、S4、S5接通)下，成為開關元件S2、S4作為直流電源B1的下臂并經由開關元件S5而并聯電連接于直流電源B1的正極端子與負極端子之間的構成。同時，開關元件S2、S4作為直流電源B2的下臂并經由開關元件S5而并聯電連接于直流電源B2的正極端子與負極端子之間。

另外，在第2樣式(S1、S3、S5接通)下，成為開關元件S1、S3作為直流電源B2的上臂并經由開關元件S5而并聯電連接于節(jié)點N2與電力線PL之間的構成。同時，開關元件S1、S3作為直流電源B1的上臂并經由開關元件S5而并聯電連接于節(jié)點N1與電力線PL之間。

在第2臂形成時，作為直流電源B1、B2的上臂或下臂，利用多個開關元件并聯連接所帶來的分流效果和電抗器電流IL1、IL2的相互抵消效果，可抑制開關元件的電力損失。電流相互抵消效果的行為因電抗器電流IL1、IL2的方向(正/負)而不同。

圖16示出了說明電力變換器10中的電抗器電流IL1和IL2的方向的組合的概念圖。

參照圖16，根據電抗器電流IL1、IL2的正/負的組合，電力變換器10的動作區(qū)域分成直流電源B1、B2這兩者都進行動力運行動作的區(qū)域(IL1>0，IL2>0)、直流電源B1進行再生動作而直流電源B2進行動力運行動作的區(qū)域(IL1＜0，IL2>0)、直流電源B1、B2這兩者都進行再生動作的區(qū)域(IL1＜0，IL2＜0)、以及直流電源B1進行動力運行動作而直流電源B2進行再生動作的區(qū)域(IL1>0，IL2＜0)。

接著，使用圖17A、17B和圖18A、18B說明第2臂形成時的電流行為。圖17A、17B中示出了第1樣式(B1、B2都是下臂接通)下的電流行為。另一方面，圖18A、18B示出了第2樣式(B1、B2都是上臂接通)下的電流行為。

圖17A中示出了直流電源B1、B2這兩者都進行動力運行動作的IL1>0、IL2>0時的電流行為。在第1樣式下，接通狀態(tài)的開關元件S2、S4、S5在節(jié)點N1、N2以及電力線GL之間連接成環(huán)狀。在該狀態(tài)下，開關元件S2、S4、S5中的每一個開關元件成為沿著雙向與二極管并聯連接的狀態(tài)，因此，電抗器電流IL1、IL2的路徑根據節(jié)點N1、N2的電位關系而變化。

在此，在導通而有電流流經的狀態(tài)的二極管中的每一個二極管中產生了大致相同大小的正向電壓。因此，呈環(huán)狀連接的開關元件S2、S4、S5的全部不產生有電流流經的狀態(tài)(導通狀態(tài))。這是因為，若大致同等的3個電壓形成環(huán)狀的閉路，則無論各電壓是怎樣的方向，基爾霍夫電壓定律都不成立。因此，開關元件S2、S4、S5中的任一個均自然地成為非導通而處于不通過電流的狀態(tài)。

如圖17A所示，在IL1>0、IL2>0的情況下，IL1、IL2向節(jié)點N1、N2流入。對于該電流方向，開關元件S5成為非導通，開關元件S2、S4成為導通狀態(tài)。這是因為，若假定開關元件S5導通且開關元件S2、S5或開關元件S4、S5導通，則剩余的開關元件S4或S2也不得不導通，成為與上述基爾霍夫的電壓定律矛盾的狀態(tài)。

更詳細而言，對于圖17A的電流方向，若假定開關元件S4、S5為導通狀態(tài)、開關元件S2為非導通狀態(tài)的情況，則開關元件S4、S5的正向電壓之和施加于開關元件S2，因此，無法使開關元件S2為非導通。同樣地，若假定開關元件S2、S5為導通狀態(tài)、開關元件S4為非導通狀態(tài)的情況，則開關元件S2、S5的正向電壓之和施加于開關元件S4，因此，無法使開關元件S4為非導通。因此，不會產生與基爾霍夫的電壓定律矛盾的、開關元件S5導通的電路狀態(tài)。

因此，對于電抗器電流IL1，雖然在開關樣式上能夠向經由開關元件S2的電流路徑115a和經由開關元件S5、S4的電流路徑115b分流，但實際上電抗器電流IL1僅流經電流路徑115a。同樣地，對于電抗器電流IL2，雖然在開關樣式上能夠向經由開關元件S5、S2的電流路徑116a和經由開關元件S4的電流路徑116b分流，但實際上電抗器電流IL2僅流經電流路徑116b。

其結果，對于開關元件S5，I(S5)＝0，而對于開關元件S2，I(S2)＝IL1，對于開關元件S4，I(S4)＝IL2。因此，在IL1>0、IL2>0的情況下，不產生分流效果和電流消除效果，開關元件的電力損失與第1臂形成時、即專利文獻1是同樣的。

在直流電源B1、B2這兩者均進行再生動作的IL1＜0、IL2＜0的情況下，通過將圖17A中的電流路徑反轉而形成，因此，關于開關元件的通過電流，也不產生分流效果和電流消除效果。即，開關元件中的電力損失與圖17A的情況是同樣的。

圖17B中示出了電抗器電流IL1和IL2的朝向(正/負)相反時的電流行為。作為一例，示出了直流電源B1進行動力運行動作、另一方面直流電源B2進行再生動作的情況(IL1>0、IL2＜0)。在該情況下，IL1流入節(jié)點N1，另一方面，IL2從節(jié)點N2流出。

對于該電流方向，對于電抗器電流IL1能夠分流的電流路徑115a、115b和電抗器電流IL2能夠分流的電流路徑116a#、116b#，在開關元件S2、S4中，電抗器電流IL1和IL2相互抵消。

如也在圖17A中所說明的那樣，開關元件S2、S4、S5不會全部成為導通狀態(tài)。因此，電抗器電流IL1、IL2中的絕對值較大的電流分流，而絕對值較小的電流不分流而僅通過經由開關元件S5的電流路徑。

在|IL1|＜|IL2|時，電抗器電流IL1不分流僅形成電流路徑115b。另一方面，電抗器電流IL2向電流路徑116a#和116b#分流。此時，電流路徑116a#的電流IL2a以按照基爾霍夫電壓定律使開關元件S2為非導通狀態(tài)的方式自然調整成IL2a+IL1＝0。

圖19中示出了圖17B中的各部分的電流值。

參照圖17B和圖19，電抗器電流IL1不流經電流路徑115b，其全部流量流經電流路徑115a。關于電抗器電流IL2，在電流路徑116a#中，為了使開關元件S2為非導通而產生與-IL1相當的電流量。另一方面，剩余的電流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流經電流路徑116b#。

其結果，對于開關元件S2，I(S2)＝IL1+(-IL1)＝0，對于開關元件S4，I(S4)＝IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)，對于開關元件S5，I(S5)＝-IL1。

相反，在|IL1|>|IL2|時，電抗器電流IL2不分流而僅形成電流路徑116b#。另一方面，電抗器電流IL1向電流路徑115a、115b分流。此時，電流路徑115b的電流IL1b以按照基爾霍夫電壓定律使開關元件S4為非導通狀態(tài)的方式自然地調整成IL1b+IL2＝0。

因此，如圖19所示，關于電抗器電流IL2，電流不流經電流路徑116a#，IL2全部流量流經電流路徑116b#。關于電抗器電流IL1，在電流路徑115b中，為了使開關元件S4非導通而產生與-IL2相當的電流量。另一方面，剩余的電流量IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)流經電流路徑115a。

其結果，對于開關元件S4，I(S4)＝IL2+(-IL2)＝0，對于開關元件S2，I(S2)＝IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)，對于開關元件S5，I(S5)＝-IL2。

此外，與圖17B相反，在直流電源B1進行再生動作、而直流電源B2進行動力運行動作的情況、即IL1＜0、IL2>0的情況下，IL1從節(jié)點N1流出，而IL2流入節(jié)點N2。因此，通過將圖17B中的電流路徑反轉地形成，從而對于開關元件的通過電流，產生分流效果和電流消除效果。即，開關元件的電力損失與圖17B的情況是同樣的。

接下來，使用圖18A、18B說明第2樣式(B1、B2都是上臂接通)的電流行為。

圖18A與圖17A同樣地示出了直流電源B1、B2這兩者都進行動力運行動作的IL1>0、IL2>0時的電流行為。在第2樣式下，接通狀態(tài)的開關元件S1、S3、S5呈環(huán)狀連接于節(jié)點N1、N2以及電力線GL之間。

然而，對于開關元件S1、S3、S5，也是根據基爾霍夫電壓定律可知某一個會成為非導通而成為不通過電流的狀態(tài)。在IL1>0、IL2>0的情況下，IL1、IL2流入節(jié)點N1、N2。對于該電流方向，開關元件S5成為非導通，開關元件S1、S3成為導通狀態(tài)。

這是因為，對于圖18A的電流方向，若假定開關元件S1、S5為導通狀態(tài)、開關元件S3為非導通狀態(tài)的情況，則開關元件S1、S5的正向電壓之和被施加于開關元件S3，因此，無法使開關元件S3為非導通。同樣地，若假定開關元件S3、S5為導通狀態(tài)、開關元件S1為非導通狀態(tài)的情況，則開關元件S3、S5的正向電壓之和被施加于開關元件S1，因此，無法使開關元件S1為非導通。可理解：其結果不會產生開關元件S5導通且開關元件S1、S5或開關元件S3、S5導通的電路狀態(tài)。

因此，對于電抗器電流IL1，雖然在開關樣式上能夠向經由開關元件S1的電流路徑117a和經由開關元件S5、S3的電流路徑117b分流，但實際上電抗器電流IL1僅流經電流路徑117a。同樣地，對于電抗器電流IL2，雖然在開關樣式上能夠向經由開關元件S5、S1的電流路徑118a和經由開關元件S3的電流路徑118b分流，但實際上電抗器電流IL2僅流經電流路徑118b。

其結果，對于開關元件S5，I(S5)＝0，另一方面，對于開關元件S1，I(S1)＝IL1，對于開關元件S3，I(S3)＝IL2。因此，在IL1>0、IL2>0的情況下，不產生分流效果和電流消除效果，開關元件的電力損失與第1臂形成時、即專利文獻1是同樣的。

在直流電源B1、B2這兩者都進行再生動作的IL1＜0、IL2＜0的情況下，通過將圖18A中的電流路徑反轉而形成，因此，對于開關元件的通過電流，也不產生分流效果和電流消除效果。即，開關元件的電力損失與圖18A的情況是同樣的。

圖18B中示出了電抗器電流IL1和IL2的方向(正/負)相反時的電流行為。作為一例，示出了直流電源B1進行動力運行動作、而直流電源B2進行再生動作的情況(IL1>0，IL2＜0)。在該情況下，IL1向節(jié)點N1流入，另一方面，IL2從節(jié)點N2流出。

對于該電流方向，電抗器電流IL1能夠分流的電流路徑117a、117b和電抗器電流IL2能夠分流的電流路徑118a#、118b#，在開關元件S1、S3中的每一個開關元件處，電抗器電流IL1和IL2相互抵消。

如也在圖18A中所說明的那樣，開關元件S1、S3、S5不會全部成為導通狀態(tài)。因此，電抗器電流IL1、IL2中的絕對值較大的電流分流，而絕對值較小的電流不分流而僅通過經由開關元件S5的電流路徑。

在|IL1|＜|IL2|時，電抗器電流IL1不分流而僅形成電流路徑117b。另一方面，電抗器電流IL2向電流路徑118a#和1118b#分流。此時，電流路徑118a#的電流IL2a以使開關元件S1為非導通狀態(tài)的方式自然地調整成IL2a+IL1＝0。

圖20中示出了圖18B中的各部分的電流值。

參照圖18B和圖20，電抗器電流IL1的電流不流經電流路徑117b，電抗器電流IL1的全部流量流經電流路徑117a。關于電抗器電流IL2，在電流路徑118a#中，為了使開關元件S1為非導通而產生與-IL1相當的電流量。另一方面，剩余的電流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流經電流路徑118b#。

其結果，對于開關元件S1，I(S1)＝IL1+(-IL1)＝0，對于開關元件S3，I(S3)＝IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)，對于開關元件S5，I(S5)＝-IL1。

相反，在|IL1|>|IL2|時，電抗器電流IL2不分流而僅形成電流路徑118b#。另一方面，電抗器電流IL1向電流路徑115a和115b分流。此時，電流路徑115b的電流IL1b以使開關元件S4為非導通狀態(tài)的方式自然地調整成IL1b+IL2＝0。

因此，如圖20所示，關于電抗器電流IL2，電流不流經電流路徑118a#，IL2的全部流量流經電流路徑118b#。關于電抗器電流IL1，在電流路徑117b中，為了使開關元件S3為非導通而產生與-IL2相當的電流量。另一方面，剩余的電流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流經電流路徑117a。

其結果，對于開關元件S3，I(S3)＝IL2+(-IL2)＝0，對于開關元件S1，I(S1)＝IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)，對于開關元件S5，I(S5)＝-IL2。

此外，與圖18B相反，在直流電源B1進行再生動作、而直流電源B2進行動力運行動作的情況、即IL1＜0、IL2>0的情況下，IL1從節(jié)點N1流出，另一方面IL2流入節(jié)點N2。因此，通過使圖18B中的電流路徑反轉而形成，從而對于開關元件的通過電流，產生分流效果和電流消除效果。即，開關元件的電力損失與圖18B的情況是同樣的。

其結果，根據圖19和20可理解，在第2臂形成時，在電抗器電流IL1、IL2的方向(正/負)不同時(IL1>0、IL2＜0、或IL1＜0、IL2>0)，開關元件的電流(絕對值)之和成為|IL1|+|IL1+IL2|、或|IL2|+|IL1+IL2|。在此，IL1和IL2的符號不同，因此，|IL1+IL2|≤|IL1|且|IL1+IL2|≤|IL2|成立。因此，可理解，可將由電流和電壓之積表示的開關元件的電力損失(導通損失)抑制得比開關元件的電流(絕對值)之和成為|IL1|+|IL2|的、第1臂形成時和專利文獻1少。

整理以上說明的、電力變換器10的并聯升壓模式下的開關元件的電力損失可得出，在第1臂形成時和第2臂形成時，在電抗器電流IL1、IL2的方向(正/負)相同時，開關元件的電力損失與兩個升壓斬波電路獨立地并聯動作的專利文獻1是同等的。

另一方面，在第2臂形成時，電抗器電流IL1、IL2的方向(正/負)不同時，由于伴隨分流所產生的電流消除效果，開關元件的電力損失(導通損失)相比于第1臂形成時和專利文獻1而言降低。

接著，將按照本實施方式的電力變換器10的并聯升壓模式下的開關元件的電流與專利文獻2所記載的電力變換器的并聯連接模式下的開關元件的電流進行比較。

圖21是用于說明在作為比較例示出的電力變換器10#中針對直流電源B1、B2中的一者使上臂接通、而針對另一者使下臂接通時的電流路徑的電路圖。

參照圖21，在電力變換器10#中，開關元件Q3、Q4作為直流電源B1的下臂發(fā)揮功能，另一方面，開關元件Q1、Q4作為直流電源B2的上臂發(fā)揮功能。因此，在B1L臂(直流電源B1的下臂)和B2U臂(直流電源B2的上臂)接通時，按照兩者的邏輯或運算，開關元件Q1、Q3和Q4接通。

由此，形成電抗器電流IL1通過開關元件Q3、Q4的電流路徑121。形成電抗器電流IL2通過開關元件Q1、Q4(二極管D1、D4)的電流路徑132。因此，對于開關元件Q1，I(Q1)＝IL2，對于開關元件Q2，I(Q2)＝0，對于開關元件S3，I(Q3)＝IL1，對于開關元件Q4，電流I(Q4)＝IL1-IL2。

另一方面，在B1U臂(直流電源B1的上臂)和B2L臂(直流電源B2的下臂)接通時，按照兩者的邏輯或運算，開關元件Q1、Q2和Q3接通。

由此，形成電抗器電流IL2通過開關元件Q2、Q3的電流路徑131。形成電抗器電流IL1通過開關元件Q1、Q2(二極管D1、D2)的電流路徑122。因此，對于開關元件Q1，I(Q1)＝IL1，對于開關元件Q2，I(Q2)＝IL1-IL2，對于開關元件S3，I(Q3)＝IL2，對于開關元件Q4，電流I(Q4)＝0。

其結果，如圖22所示，在直流電源B1、B2中的一者中使上臂接通、在另一者中使下臂接通時，開關元件Q1～Q4的電流(絕對值)之和成為|IL1|+|IL2|+|IL1-IL2|。在此，無論IL1、IL2的符號如何，|IL1-IL2|≥0。尤其是，|IL1-IL2|在IL1和IL2的朝向(正/負)不同時會增大。

圖23是用于說明在作為比較例示出的電力變換器10#中在直流電源B1、B2這兩者中使上臂或下臂接通時的電流路徑的電路圖。

參照圖23，在電力變換器10#中，在B1L臂和B2L臂接通時，按照兩者的邏輯或運算，開關元件Q2、Q3和Q4接通。

由此，形成電抗器電流IL1通過開關元件Q3、Q4的電流路徑121。形成電抗器電流IL2通過開關元件Q2、Q3的電流路徑131。因此，對于開關元件Q1，I(Q1)＝0，對于開關元件Q2，I(Q2)＝IL2，對于開關元件S3，I(Q3)＝IL1+IL2，對于開關元件Q4，電流I(Q4)＝IL1。

另一方面，在B1U臂和B2U臂接通時，按照兩者的邏輯或運算，開關元件Q1、Q2和Q4接通。

由此，形成電抗器電流IL1通過開關元件Q1、Q2(二極管D1、D2)的電流路徑122。形成電抗器電流IL2通過開關元件Q1、Q4(二極管D1、D4)的電流路徑132。因此，對于開關元件Q1，I(Q1)＝IL1+IL2，對于開關元件Q2，I(Q2)＝IL1，對于開關元件S3，I(Q3)＝0，對于開關元件Q4，電流I(Q4)＝IL2。

其結果，如圖22所示，在直流電源B1、B2這兩者中使上臂或下臂共同地接通時，開關元件Q1～Q4的電流(絕對值)之和成為|IL1|+|IL2|+|IL1+IL2|。在此，無論IL1、IL2的符號如何，|IL1+IL2|≥0。尤其是，|IL1+IL2|在IL1和IL2的方向(正/負)相同時會增大。

這樣，在比較例的電力變換器10#中，在并聯連接模式下的動作時，開關元件的電流(絕對值)之和成為|IL1|+|IL2|以上。因此，可理解，專利文獻2的電力變換器10#的并聯連接模式下的開關元件的電力損失(尤其是，導通損失)與開關元件的電流(絕對值)之和為|IL1|+|IL2|的專利文獻1、以及電力變換器10的第1臂形成時相比較大。

整理以上內容可得出，在按照本實施方式的電力變換器10的并聯升壓模式下，第1臂形成時的開關元件的電力損失(導通損失)與專利文獻1的電力變換器是同等的、但比專利文獻2的電力變換器的并聯連接模式低。

另外，在電力變換器10的第2臂形成時，在電抗器電流IL1、IL2的朝向(正/負)相同時，開關元件的電力損失(導通損失)與第1臂形成時和專利文獻1的電力變換器是同等的。

而且，在電力變換器10的第2臂形成時，在電抗器電流IL1、IL2的方向(正/負)不同時，由于伴隨著分流而產生的電流消除效果，開關元件的電力損失(導通損失和開關損失)相比于第1臂形成時和專利文獻1而言降低。

因此，在形成第2臂的整個期間內，即使在直流電源B1、B2的動力運行/再生動作相同的情況下，開關元件的導通損失也與使用了第1臂的升壓斬波電路的導通損失(即專利文獻1的電力變換器的導通損失)是同等的。并且，只要至少存在直流電源B1、B2彼此不同地進行動力運行動作和再生動作的期間，則開關元件的導通損失就比第1臂形成時減少。

根據以上內容，按照本實施方式的電力變換器10，通過在并聯升壓模式下自動地一并使用使用第1臂的升壓斬波電路(圖5)和使用第2臂的升壓斬波電路(圖8)的形態(tài)，能夠使直流電源B1和B2與電力線PL、GL(負載30)并聯地執(zhí)行DC/DC變換。

并且，通過設置第2臂的形成期間(開關元件S5的接通期間)，能夠使開關元件的導通損失比使用了第1臂的升壓斬波電路的導通損失小。因此，在電力變換器10的并聯升壓模式下，通過與專利文獻1、2的電力變換器相比抑制開關元件的導通損失，能夠使DC/DC變換高效率化。

尤其是，本實施方式的電力變換器10適合于由于以不同的特性構成直流電源B1、B2從而B1、B2的動作(動力運行/再生)不同的期間較長的電源系統(tǒng)。例如在為了單純地提升容量而將直流電源B1、B2并聯使用的電源系統(tǒng)中，與負載30的動作狀態(tài)相應地，B1、B2這兩者執(zhí)行動力運行動作(放電)或再生動作(充電)的期間變長。與此相對，在使直流電源B1、B2中的一者以一定輸出來工作、而將另一者活用作電力緩沖器那樣的電源系統(tǒng)中，B1、B2的動作(動力運行/再生)不同的期間變長，因此，通過應用本實施方式的電力變換器10，能夠有效地享有開關元件的電力損失(尤其是，導通損失)的減少效果。

[實施方式1的變形例]

如上述，在按照實施方式1的電力變換器10中，通過設置形成第2臂的期間，可減少開關元件的電力損失(導通損失)。另一方面，根據圖11、12、15等可理解，形成具有第2臂的升壓斬波電路限定于在控制脈沖信號SD1和SD2的電平相同的期間。

因此，在占空比DT1和DT2恒定的條件下，通過盡可能延長控制脈沖信號SD1和SD2的邏輯電平相同的期間，能夠進一步抑制開關元件的電力損失。

在實施方式1的變形例中，在直流電源B1、B2的輸出控制用的PWM控制中，通過控制電抗器電流IL1、IL2的相位，使電力變換器10的電力損失進一步減少。

圖24是用于說明實施方式1的PWM控制的第1例的波形圖。在圖24的例子中，應用PWM控制中所使用的載波的相位控制(以下也稱為“載波相位控制”)。

參照圖24，在應用載波相位控制時，載波產生部240(圖13)在直流電源B1的PWM控制所使用的的載波CW1與直流電源B2的PWM控制所使用的載波CW2之間設置相位差φ。在圖24中，例示φ＝180度的情況。

與此相對，在圖14所示的動作波形中，載波CW1和CW2是同一頻率且同一相位。換言之，在圖14中，φ＝0度。

在設置有相位差φ的條件下，控制脈沖信號SD1、/SD1也通過基于載波CW1與占空比DT1之間的電壓比較而實現的PWM控制來生成。同樣地，控制脈沖信號SD2、/SD2通過基于載波CW2與占空比DT2之間的電壓比較而實現的PWM控制來生成。

在圖24中，占空比DT1、DT2是與圖14相同的值。因此，圖24的控制脈沖信號SD1與圖14的控制脈沖信號SD1相比較，雖然相位不同，但高電平期間的長度相同。同樣地，對于圖24的控制脈沖信號SD2也是：與圖14的控制脈沖信號SD2相比較，雖然相位不同，但高電平期間的長度相同。

通過在載波CW1與CW2之間設置相位差φ，圖24的控制信號SG1～SG5成為與圖14的控制信號SG1～SG5不同的波形。根據圖14與圖24的比較可理解，通過使載波CW1與CW2之間的相位差φ變化，電抗器電流IL1、IL2的相位關系(電流相位)也變化。

另一方面，可理解，對于相同的占空比DT1、DT2，電流IL1和IL2的平均值在圖14和圖24之間是同等的。即，直流電源B1、B2的輸出由占空比DT1、DT2控制，即使使載波CW1、CW2之間的相位差φ變化，也不會產生影響。

因此，在本實施方式1的變形例中，通過適當地調整載波CW1、CW2之間的相位差φ的載波相位控制，可謀求電力變換器10的并聯升壓模式下的、開關元件的電力損失(尤其是，導通損失)的減少。

如在實施方式1中所說明的那樣，在電力變換器10的并聯升壓模式下，通過形成第2臂，能夠減少開關元件的電力損失。另一方面，根據圖12所示的邏輯運算式可理解，通過開關元件S5的接通而能夠使用第2臂的期間限定于控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平相同的期間。

因此，在控制脈沖信號SD1、SD2的高電平期間的長度分別由占空比DT1、DT2規(guī)定的情況下，只要調整脈沖相位以使兩控制脈沖信號間的邏輯電平相同的期間變得更長，就能夠延長電力變換器10的并聯升壓模式下的第2臂的使用期間。由此，能夠進一步減少電力變換器10的并聯升壓模式的電力損失。

圖25是用于說明按照實施方式1的變形例的載波相位控制的動作例的波形圖。

參照圖25，即使在控制脈沖信號SD1、SD2的高電平期間分別相同的情況下，通過調整相位差φ，使控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平相同的期間變化。如圖25所示，在相位差φ＝φ*時，控制脈沖信號SD1從低電平向高電平遷移的正時和控制脈沖信號SD2從低電平向高電平遷移的正時成為同相位(時刻tb)。此時，能夠確保控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平相同的期間、即控制信號SG5的高電平期間為最長。以下，將帶來這樣的相位關系的相位差φ*也稱為最佳相位差φ*。

根據圖14所示的相位差φ＝0時的控制信號SG5的波形與圖25所示的相位差φ＝φ*時的控制信號SG5的波形之間的比較可理解，通過載波相位控制，從而在占空比DT1、DT2相同的PWM控制的情況下，能夠確?？刂菩盘朣G5的高電平期間、即通過開關元件S5的接通而形成第2臂的期間為最長。

此外，與圖25的例子相反，在設定相位差φ以使控制脈沖信號SD1從高電平向低電平遷移的正時(時刻td)與控制脈沖信號SD2從高電平向低電平遷移的正時成為同相位的情況下，也能夠同樣地確?？刂泼}沖信號SD1、SD2的邏輯電平相同的期間。即，也能夠使此時的相位差φ為最佳相位差φ*。

如圖25所示，在控制脈沖信號SD1(SD2)從低電平向高電平變化的正時，電抗器電流IL1(IL2)也從下降轉為上升。即，電抗器電流IL1(IL2)極小。相反，在控制脈沖信號SD1(SD2)從高電平向低電平變化的正時，電抗器電流IL1(IL2)也從上升轉為下降。即，電抗器電流IL1(IL2)極大。

這樣，控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平遷移的正時與電抗器電流IL1、IL2的拐點(極大點或極小點)相對應。因此，若設定成相位差φ＝φ*以使控制脈沖信號SD1、SD2的邏輯電平的遷移正時一致，則電抗器電流IL1、IL2的拐點成為同一正時。具體而言，電抗器電流IL1、IL2的極小點彼此或極大點彼此成為同一正時。通過如此控制電抗器電流IL1、IL2的相位，能夠如上述那樣使第2臂的使用期間為最大。

根據圖14和圖24、25也可理解，控制脈沖信號SD1、SD2的波形由占空比DT1、DT2決定。因此，可理解，能夠實現圖25那樣的控制脈沖SD1、SD2間的關系和IL1、IL2的電流相位的最佳相位差φ*也根據占空比DT1、DT2而變化。

因此，能夠預先求出占空比DT1、DT2與最佳相位差φ*之間的關系，并且將該對應關系預先作為映射(以下也稱為“相位差映射”)或函數式(以下也稱為“相位差算出式”)而存儲于控制裝置100。

因此，在選擇電力變換器10的并聯升壓模式時，載波產生部240(圖13)可以基于由控制器210、220(圖13)算出的占空比DT1、DT2并參照上述相位差映射或相位差算出式來設定最佳相位差φ*。而且，載波產生部240以具有設定好的最佳相位差φ*的方式產生同一頻率的載波CW1、CW2。

在PWM控制部230(圖13)中，如圖25所示，在控制脈沖信號SD1、SD2之間以邏輯電平(高/低電平)不同的期間成為最大那樣的相位關系生成控制脈沖信號SD1、SD2。而且，按照圖12所示的門邏輯式進一步生成控制信號SG1～SG5。

另外，根據圖24和圖25的比較可知，通過上述的電流相位控制，也能夠減少開關元件S5的通斷次數，因此，也能夠減少開關元件S5的開關損失。

圖26示出了用于實現與圖25同等的電流相位控制的、按照實施方式1的變形例的PWM控制的第2例。

將圖26與圖25進行比較，在圖26的PWM控制中，由同一頻率且相位(邊緣正時)同步的兩個鋸齒波構成載波CW1、CW2。

即使載波CW1、CW2由鋸齒波構成，相對于同一值的占空比DT1、DT2的、控制脈沖信號SD1、SD2的高電平期間長度也相同。

另一方面，通過載波CW1、CW2由鋸齒波構成，在各周期的邊緣正時(時刻tb、te)，能夠使控制脈沖信號SD1、SD2遷移。即，能夠在該邊緣正時使電抗器電流IL1、IL2產生拐點。

使電抗器電流IL1、IL2產生極大點和極小點中的哪一個拐點取決于使鋸齒波成為右上形狀和右下形狀的哪一種形狀。在圖26的例子中，通過使載波CW1、CW2這兩者都由右上形狀的鋸齒波構成，從而在各周期的邊緣正時(時刻tb、te)，電抗器電流IL1、IL2這兩者都產生了極小點。由此，電抗器電流IL1、IL2的極小點彼此成為同一正時。

另一方面，通過使載波CW1、CW2這兩者都由右下形狀的鋸齒波構成，能夠在各周期的邊緣正時(時刻tb、te)使電抗器電流IL1、IL2這兩者都產生極大點。由此，能夠使電抗器電流IL1、IL2的極大點彼此為同一正時。

這樣，若載波CW1、CW2應用邊緣正時同步的同一頻率的鋸齒波，則即使使載波CW1、CW2的相位固定，也就能夠與圖25同樣地控制電抗器電流IL1、IL2的相位。

這樣，通過按照實施方式1的變形例的PWM控制(圖24或圖26)來控制電力變換器10，從而在相同的占空比DT1、DT2的情況下，開關元件S1～S5的通斷被控制成使得開關元件S5的接通期間、也就是使用第2臂的期間為最長。由此，在電抗器電流IL1、IL2之間，也電流相位被控制成使得極小點或極大點成為同一正時。

其結果，在相同的占空比DT1、DT2的情況下，能夠確保使用開關元件的導通損失較低的第2臂的期間，并且減少開關元件S5的通斷次數，因此，通過抑制開關元件的電力損失(導通損失和開關損失)，能夠使電力變換器10的并聯升壓模式下的DC/DC變換進一步高效率化。

[實施方式2]

在實施方式2中，說明在實施方式1中進行了說明的電力變換器10的電路構成的變形例。具體而言，示出了圖1所示的電力變換器10的開關元件S5由雙向開關構成的變形例。

圖27是用于說明按照實施方式2的電力變換器11的構成的電路圖。

參照圖27，電力變換器11與圖1所示的電力變換器10相比較，作為連接于節(jié)點N1、N2之間的半導體元件，在替代開關元件S5而具有雙向開關SB5這一點不同。即，雙向開關SB5與“第5半導體元件SM5”相對應。電力變換器11的其他構成與電力變換器10是同樣的，因此，不反復進行詳細的說明。

雙向開關SB5具有串聯地電連接于節(jié)點N1、N2之間的二極管D5a和開關元件S5a。二極管D5a以從節(jié)點N1朝向節(jié)點N2的方向為正向，電連接于節(jié)點N1、N2之間。

雙向開關SB5還具有串聯電連接于節(jié)點N1、N2之間的二極管D5b和開關元件S5b。二極管D5b和開關元件S5b在節(jié)點N1、N2之間與二極管D5a和開關元件S5a并聯地連接。二極管D5b以從節(jié)點N2朝向節(jié)點N1的方向為正向，電連接于節(jié)點N1、N2之間。

分別根據來自控制裝置100(圖1)的控制信號SG5a、SG5b而對開關元件S5a、S5b進行通斷控制。

在雙向開關SB5中，若開關元件S5a接通，則通過二極管D5a而沿著從節(jié)點N1朝向N2的方向形成電流路徑。另一方面，若開關元件S5a斷開，則從節(jié)點N1朝向N2的方向的電流路徑被切斷。

另外，若開關元件S5b接通，則通過二極管D5b而沿著從節(jié)點N2朝向N1的方向形成電流路徑。另一方面，若開關元件S5b斷開，則從節(jié)點N2朝向N1的方向的電流路徑被切斷。

圖28中示出了用于對電力變換器11的并聯升壓模式下的開關元件S1～S4、S5a、S5b進行通斷控制的門邏輯式。

參照圖28，按照與電力變換器10的并聯升壓模式下的與圖12共通的門邏輯式對開關元件S1～S4進行通斷控制。

即，開關元件S2與控制脈沖信號SD1相應地通斷，而開關元件S1與控制脈沖信號/SD1相應地通斷。同樣地，開關元件S4與控制脈沖信號SD2相應地通斷，而開關元件S3與控制脈沖信號/SD2相應地通斷。

開關元件S5a、S5b能夠按照與電力變換器10的開關元件S5共通的門邏輯式共同地通斷。即，能夠進行如下控制：在開關元件S5的接通期間內，開關元件S5a、S5b均接通，而在開關元件S5的斷開期間內，開關元件S5a、S5b均斷開。即，開關元件S5a、S5b的每一個均能夠按照控制脈沖信號SD1、SD2的同或(XNOR)進行通斷。

另一方面，在并聯升壓模式下，在使B1U臂(開關元件Q1接通)和B2L臂(開關元件Q4)這兩者均接通的期間內，為了不形成從電力線PL向GL的短路路徑，需要切斷從節(jié)點N1朝向N2的電流路徑。另一方面，若將該期間排除，則無需切斷從節(jié)點N1朝向N2的電流路徑。因此，開關元件S5a也可以按照控制脈沖信號SD1、/SD2的或(OR)進行通斷。

同樣地，在使B1L臂(開關元件Q2)和B2U臂(開關元件Q3)這兩者均接通的期間內，需要切斷從節(jié)點N2朝向N1的電流路徑。另一方面，若將該期間排除，則無需切斷從節(jié)點N2朝向N1的電流路徑。因此，開關元件S5b也可以按照控制脈沖信號/SD1、SD2的或(OR)進行通斷。

這樣，對于按照實施方式2的電力變換器11(圖27)，也能夠應用與電力變換器10同樣的并聯升壓模式。即，能夠通過具有形成第2臂的期間的形態(tài)，使直流電源B1和B2與電力線PL、GL(負載30)并聯地執(zhí)行DC/DC變換。

在按照實施方式2的電力變換器11中，也通過設置第2臂的形成期間(開關元件S5的接通期間)，能夠使開關元件的導通損失比使用了第1臂的升壓斬波電路的導通損失小。因此，通過將按照實施方式1的變形例的PWM控制也應用于按照實施方式2的電力變換器11，能夠提高開關元件的電力損失(導通損失)的減少效果。

此外，應用于電力變換器11的雙向開關的構成并不限定于圖27所例示的構成。即，只要構成為能夠分別獨立地控制雙方向的電流路徑的形成和切斷，就能夠將任意的構成的半導體元件用作雙向開關SB5。

[實施方式3]

在實施方式3中，說明在實施方式1、2中進行了說明的電力變換器10、11的除并聯升壓模式以外的動作模式。

圖29是表示應用于電力變換器10、11的多個動作模式的一覽表的圖表。

參照圖29，多個動作模式大致分成按照電壓指令值VH*控制輸出電壓VH的“升壓模式”、使開關元件S1～S5(S5a、S5b)的通斷固定而將直流電源B1和/或B2與電力線PL、GL電連接的“直接連結模式”。

升壓模式包括上述的并聯升壓模式。在并聯升壓模式下，通過按照圖12所示的門邏輯式對電力變換器10的開關元件S1～S5進行通斷控制，能夠在直流電源B1、B2與電力線PL、GL(負載30)之間并聯地執(zhí)行DC/DC變換。同樣地，通過按照圖28所示的門邏輯式對電力變換器11的開關元件S1～S5a、S5b進行通斷控制，能夠在直流電源B1、B2與電力線PL、GL(負載30)之間并聯地執(zhí)行DC/DC變換。此外，在并聯升壓模式下，能夠一邊控制直流電源B1、B2之間的電力分配比、一邊按照電壓指令值VH*控制輸出電壓VH。

另一方面，在電力變換器10、11中，不存在能夠將直流電源B1、B2串聯連接于電力線PL、GL之間的、開關元件S1～S5(S5a、S5b)的通斷樣式。因此，在電力變換器10、11中，不存在與專利文獻2中的“串聯連接模式”相對應的動作模式。

而且，升壓模式包括僅使用直流電源B1而在電力線PL、GL(負載30)之間進行DC/DC變換的“基于直流電源B1進行的升壓模式(以下稱為B1升壓模式)”、以及僅使用直流電源B2而在電力線PL、GL(負載30)之間進行DC/DC變換的“基于直流電源B2進行的升壓模式(以下稱為B2升壓模式)”。

在B1升壓模式下，只要輸出電壓VH被控制為比V[2]高，就維持將直流電源B2與電力線PL電切離的狀態(tài)而設為不使用。在B1升壓模式下，僅構成針對直流電源B1的升壓斬波電路(第1臂)。因此，在通過開關元件S5(S5a、S5b)的斷開固定而將節(jié)點N1、N2之間的電流路徑切斷的狀態(tài)下，將開關元件S3、S4固定成斷開，另一方面，分別與基于用于控制直流電源B1的輸出的占空比DT1而得的控制脈沖信號/SD1、SD1相應地，對開關元件S1、S2進行通斷控制。

同樣地，在B2升壓模式下，只要輸出電壓VH被控制為比V[1]高，就維持將直流電源B1與電力線PL電切離的狀態(tài)而設為不使用。

在B2升壓模式下，僅構成針對直流電源B2的升壓斬波電路(第1臂)。因此，在通過開關元件S5(S5a、S5b)的斷開固定而將節(jié)點N1、N2之間的電流路徑切斷的狀態(tài)下，將開關元件S1、S2固定成斷開，另一方面，分別與基于用于控制直流電源B2的輸出的占空比DT2而得的控制脈沖信號/SD2、SD2相應地，對開關元件S3和S4進行通斷控制。

此外，在B1升壓模式和B2升壓模式下，算出占空比DT1或DT2，以按照電壓指令值VH*對輸出電壓VH進行控制(電壓控制)。這樣，在屬于升壓模式的動作模式中的每一個動作模式中，按照電壓指令值VH*控制輸出電壓VH。

另一方面，直接連結模式包括僅針對直流電源B1形成與電力線PL、GL之間的電流路徑的“直流電源B1的直接連結模式(以下稱為B1直接連結模式)”、僅針對直流電源B2而在該直流電源B2與電力線PL、GL之間形成電流路徑的“直流電源B2的直接連結模式(以下稱為B2直接連結模式)”。

在B1直接連結模式下，在通過開關元件S5(S5a、S5b)的斷開固定而將節(jié)點N1、N2之間的電流路徑切斷的狀態(tài)下，開關元件S1被固定成接通，而開關元件S2～S4被固定成斷開。由此，直流電源B2成為被從電力線PL、GL之間切離的狀態(tài)，因此，輸出電壓VH與直流電源B1的電壓V[1]同等(VH＝V[1])。在B1直接連結模式下，直流電源B2維持從電力線PL、GL之間電切離的狀態(tài)而設為不使用。此外，若在V[2]>V[1]的狀態(tài)下應用B1直接連結模式，則經由開關元件S1和二極管D3地從直流電源B2向B1產生短路電流。因此，對于B1直接連結模式的應用而言，V[1]>V[2]為必要條件。

同樣地，在B2直接連結模式下，在通過開關元件S5(S5a、S5b)的斷開固定而將節(jié)點N1、N2之間的電流路徑切斷的狀態(tài)下，開關元件S3固定成接通，而開關元件S1、S2、S4固定成斷開。由此，直流電源B1成為被從電力線PL、GL之間切離的狀態(tài)，因此，輸出電壓VH與直流電源B2的電壓V[2]同等(VH＝V[2])。在B2直接連結模式下，直流電源B1維持從電力線PL、GL電切離的狀態(tài)而設為不使用。此外，若在V[1]>V[2]的狀態(tài)下應用B2直接連結模式，則經由二極管D1和開關元件S3從直流電源B1向B2產生短路電流。因此，對于B2直接連結模式的應用而言，V[2]>V[1]為必要條件。

此外，在V[1]和V[2]同等的情況下，也可以選擇維持將直流電源B1、B2并聯電連接于電力線PL、GL之間的狀態(tài)的“并聯直接連結模式”。在并聯直接連結模式下，在通過開關元件S5(S5a、S5b)的斷開固定而將節(jié)點N1、N2之間的電流路徑切斷的狀態(tài)下，將開關元件S1、S3固定成接通，而將開關元件S2、S4固定成斷開。由此，輸出電壓VH與V[1]和V[2]同等。V[1]和V[2]之間的電壓差使直流電源B1、B2之間產生短路電流，因此，限定于該電壓差較小時，能夠應用并聯直接連結模式。

在直接連結模式所包含的動作模式的每一個動作模式中，輸出電壓VH取決于直流電源B1、B2的電壓V[1]、V[2]，因此無法直接控制。因此，在直接連結模式所包含的各動作模式中，由于輸出電壓VH無法設定為適于負載30的動作的電壓，從而存在負載30的電力損失增加的可能性。

另一方面，在直接連結模式下，各開關元件S1～S5(S5a、S5b)不進行通斷，因此，電力變換器10、11的電力損失(與通斷相伴的開關損失)受到抑制。因此，由于負載30的動作狀態(tài)的不同，從而存在如下可能性：電力變換器10、11的電力損失減少量比負載30的電力損失增加量多，因此，通過應用直接連結模式，能夠抑制電源系統(tǒng)5整體的電力損失。

這樣，在電力變換器10、11中，通過切換開關元件S1～S5(S5a、S5b)的開關樣式，能夠在選擇性地應用圖29所示的多個動作模式的同時，控制輸出電壓VH。

此外，圖29中，并聯升壓模式與“第1模式”相對應，B1升壓模式與“第2模式”相對應，B2升壓模式與“第3模式”相對應。而且，B1直接連結模式與“第4模式”相對應，B2直接連結模式與“第5模式”相對應。而且，并聯直接連結模式與“第6模式”相對應。

[實施方式4]

在實施方式4中，說明電力變換器10、11的構成的進一步的變形例。在實施方式1、2(電力變換器10、11)中，對第1半導體元件SM1～第4半導體元件SM4的每一個均由開關元件S1～S4和反向并聯二極管D1～D4的對構成的例子進行了說明。另外，對于第5半導體元件SM5，示出了由沒有設置反向并聯二極管的開關元件S5(實施方式1)或、用于構成雙向開關的開關元件S5a、S5b的對(實施方式2)構成的例子。

即，在電力變換器10、11中，例示了第1半導體元件SM1～第5半導體元件SM5的全部具備能夠控制電流路徑的形成(接通)和切斷(斷開)的開關元件的構成。在這些構成例中，能夠針對直流電源B1、B2這兩者應用再生充電。

然而，在不對直流電源B1、B2中的一者進行再生充電的構成中，第1半導體元件SM1～第4半導體元件SM4的一部分能夠通過省略開關元件或二極管中的任一個來簡化構造。即，就僅第1半導體元件SM1～第5半導體元件SM5中的一部分設為具有上述開關元件的構成而言，在原理上也是可能的。

例如，在以不對直流電源B1進行再生充電而僅使之放電(動力運行)的方式使用直流電源B1的情況下，能夠替代圖1所示的電力變換器10而使用圖30所示的電力變換器12a的構成。

參照圖30，在電力變換器12a中，與圖1所示的電力變換器10相比較，能夠省略配置用于對直流電源B1的再生進行控制的開關元件S1。即，節(jié)點N1與電力線PL之間的第1半導體元件SM1能夠僅由二極管D1構成。在電力變換器12a中，開關元件S2～S5的通斷也按照圖12(并聯升壓模式)或圖29(其他模式)控制。而且，在電力變換器12a中，有可能能夠也省略主要為了確保針對直流電源B1的再生電流的路徑而配置的二極管D2。

同樣地，在以不對直流電源B2進行再生充電、而僅使之放電(動力運行)的方式使用直流電源B2的情況下，能夠使用圖31所示的電力變換器13a的構成。參照圖31，在電力變換器13a中，與圖1所示的電力變換器10相比較，能夠省略用于對直流電源B2的再生進行控制的開關元件S3的配置。即，節(jié)點N2與電力線GL之間的第3半導體元件SM3能夠僅由二極管D3構成。在電力變換器13a中，開關元件S1、S2、S4、S5的通斷也按照圖12(并聯升壓模式)或、圖29(其他模式)來控制。而且，在電力變換器13a中，有可能性能夠也省略主要為了確保針對直流電源B2的再生電流的路徑而配置的二極管D4。

接著，在按照實施方式2的電力變換器11(圖28)中，說明不對直流電源B1、B2中的一者進行再生充電時的變形例。

在以不對直流電源B1進行再生充電、而使之僅放電(動力運行)的方式使用直流電源B1的情況下，也可以替代圖27所示的電力變換器11而使用圖32所示的電力變換器12b的構成。

參照圖32，在電力變換器12b中，與圖30所示的電力變換器12a相比較，替代開關元件S5而僅配置雙向開關SB5中的開關元件S5a和二極管D5a。由此，可控制從節(jié)點N1朝向N2的方向的電流路徑的形成/切斷。另一方面，無需形成相對于直流電源B1成為再生方向的、從節(jié)點N2朝向節(jié)點N1的電流路徑，因此，無需配置雙向開關SB5中的開關元件S5b和二極管D5b。即，在電力變換器12b中，與圖27所示的電力變換器11的構成相比較，可省略用于對直流電源B1的再生進行控制的開關元件S1、開關元件S5b和二極管D5b的配置。另外，也能夠與電力變換器12a(圖30)同樣地省略二極管D2。在電力變換器12b中，開關元件S2～S4、S5a的通斷也按照圖12(并聯升壓模式)或、圖29(其他模式)來控制。

另外，在以不對直流電源B2進行再生充電、而僅使之放電(動力運行)的方式使用該直流電源B2的情況下，也能夠替代圖27所示的電力變換器11而使用圖33所示的電力變換器13b的構成。

參照圖33，在電力變換器13b中，與圖31所示的電力變換器13a相比較，替代開關元件S5，僅配置雙向開關SB5中的開關元件S5b和二極管D5b。由此，可控制從節(jié)點N2朝向N1的方向的電流路徑的形成/切斷。另一方面，無需形成相對于直流電源B2成為再生方向的、從節(jié)點N1朝向節(jié)點N2的電流路徑，因此，無需配置雙向開關SB5中的開關元件S5a和二極管D5a。即，在電力變換器13b中，與圖27所示的電力變換器11的構成相比較，可省略用于對直流電源B2的再生進行控制的開關元件S3、開關元件S5a和二極管D5a的配置。另外，也能夠與電力變換器13a(圖31)同樣地省略二極管D4。在電力變換器13b中，開關元件S1，S2、S4、S5b的通斷也按照圖12(并聯升壓模式)或、圖29(其他模式)來控制。

此外，在原理上，電力變換器10、11也能夠變形成與不對直流電源B1、B2這兩者進行再生充電、僅使之放電(動力運行)來使用直流電源B1、B2這兩者的情況相對應。在該情況下，能夠將二極管D1、D3、開關元件S2、S4、以及開關元件S5(或、雙向開關SB5)作為最小限度的構成要素來構成電力變換器10、11的變形例。

然而，如上述，電力變換器10、11在直流電源B1、B2彼此不同地進行動力運行動作和再生動作時，具有抑制開關元件的電力損失的效果。因此，對于上述那樣的變形例，不作詳細的說明。

此外，在本實施方式中，對于電力變換器10、11的構成，圖示出了開關元件S1～S5(SB5)和電抗器L1、L2的連接關系而進行了說明，并不意味著電力變換器10、11的構成要素限定于這些元件。即，在本實施方式中，構成要素彼此“電連接”的記載包括在兩要素間存在其他電路要素、連接器端子，經由該其他電路要素確保上述構成要素之間電連接的情況。

例如在圖1或圖27所例示的構成中，對于由直流電源B1、電抗器L1、開關元件S1、S2、和二極管D1、D2構成的通常的升壓斬波電路，將剩余的電路部分(開關元件S3～S5(S5a，S5b)、二極管D3、D4、電抗器L2、和直流電源B2設為另一單元，在通過連接器端子將該單元電連接于上述升壓斬波電路那樣的構成的情況下，只要圖示的電路要素間的電連接關系是同樣的，就也可構成按照本實施方式的電力變換器和電源系統(tǒng)。

另外，加以確認地，存在如下要點，即在本實施方式中，負載30只要是通過直流電壓(輸出電壓VH)而動作的設備即可，可以由任意設備構成。即，在本實施方式中，對負載30構成為包括電動車輛的行駛用電動機的例子進行了說明，但本發(fā)明的應用并不限定于這樣的負載。

對本發(fā)明的實施方式進行了說明，但應該認為此次公開的實施方式在所有方面都是例示而不是限制性的內容。本發(fā)明的范圍由權利要求書示出，意圖在于包括與權利要求書同等的含義和范圍內的所有變更。