本公開的實(shí)施例涉及用于控制諸如開關(guān)模式電源之類的電子變換器的技術(shù)。
背景技術(shù)：
：功率變換器是將電能從一種形式變換成另一種形式并且能夠控制其從源到負(fù)載的流動的電子電路。無論能夠考慮到哪種類型的功率變換器(取決于輸入和輸出，存在ac-dc、dc-dc、ac-ac和dc-ac功率變換器)，控制的概念在其性質(zhì)方面是固有的。圖1的框圖示出了位于電源10(諸如電池或市電)與負(fù)載30之間的功率變換器20的總體結(jié)構(gòu)。在所考慮的示例中，功率變換器20包括功率級22(有時(shí)稱為“功率電路”)和控制單元24，控制單元24連接至功率級22并且基于數(shù)個(gè)電學(xué)量的測量來控制功率級22的操作。因此，功率變換器20從源10接收功率并且將電能變換成不同形式以施加至負(fù)載30。功率級22可以用很多電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)，通常包括功率半導(dǎo)體器件和無源部件(主要是變壓器、電感器和/或電容器)的組合。在一些變換器中，功率級22可以包括使用級聯(lián)或并聯(lián)連接的相同或不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的多個(gè)變換級?？刂茊卧?4通過一個(gè)或多個(gè)傳感器S1和S2接收所測量的電學(xué)量，該一個(gè)或多個(gè)傳感器S1和S2監(jiān)測功率級的操作條件。例如，圖1中示出了耦合至功率級22的輸入線路的第一組傳感器S1以及耦合至功率級22的輸出線路的第二組傳感器S2。例如，傳感器S2可以監(jiān)測輸出電壓Vout和/或輸出電流Iout，傳感器S1可以監(jiān)測輸入電壓Vin和/或輸入電流Iin。然而，通常，也可以將其他量(電學(xué)量或熱學(xué)量)考慮在內(nèi)。基于所接收到的所測量的量，控制單元24輸出控制信號，控制信號使得功率級22能夠調(diào)制和控制能量流，從而有效地調(diào)節(jié)期望的電學(xué)量?，F(xiàn)代功率變化通常基于開關(guān)模式技術(shù)，其中使用一個(gè)或多個(gè)電子開關(guān)以開關(guān)頻率fSW閉合或斷開功率電路22中的支路以控制能量流。開關(guān)通常是由控制單元驅(qū)動的功率半導(dǎo)體開關(guān)，即由控制單元輸出的控制量是確定可控功率開關(guān)的斷開和閉合狀態(tài)的二進(jìn)制(兩電平)脈沖信號。功率開關(guān)可以是用于處理高功率開關(guān)操作的任意合適的半導(dǎo)體器件，諸如雙極結(jié)型晶體管(BJT)、場效應(yīng)晶體管(FET)和/或絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)。開關(guān)還可以包括二極管。例如，對于dc-dc變換器，控制單元24被配置成保持dc輸出電壓Vout和/或dc輸出電流Iout恒定，即使在操作條件改變的情況下。本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，可以借助于例如整流器(諸如橋式整流器)來將ac輸入功率變換成dc輸入功率。例如，操作條件可以由于dc輸入電壓Vin的變化或者負(fù)載30所需要的功率的變化而發(fā)生變化。控制單元24確保要調(diào)節(jié)的輸出量(Vout或Iout)盡可能接近預(yù)設(shè)恒定值(也稱為設(shè)定點(diǎn))。圖2圖示具有常規(guī)閉環(huán)負(fù)反饋控制設(shè)計(jì)的控制單元24。圖2的控制單元包括4個(gè)主要的塊：感測電路240、可選的信號調(diào)節(jié)電路242、調(diào)制器244和驅(qū)動器246。感測電路240測量要調(diào)節(jié)的量Xout，例如輸出電壓Vout或輸出電流Iout，并且產(chǎn)生表示Xout的所測量的值信號x?？蛇x地，感測電路240可以感測功率電路22中用于執(zhí)行控制動作的其他電學(xué)量。所測量的值信號x然后被傳輸給可選的信號調(diào)節(jié)電路242。信號調(diào)節(jié)電路242處理來自于感測電路240的所測量的值信號x。特別地，信號調(diào)節(jié)電路242接收所測量的值信號x，并且基于所測量的值信號x生成控制信號y，諸如控制電壓vC或控制電流iC?？刂菩盘杫是控制電壓vC還是控制電流iC與要調(diào)節(jié)的量Xout是輸出電壓Vout還是輸出電流Iout無關(guān)。例如，信號調(diào)節(jié)電路242可以包括頻率補(bǔ)償誤差放大器，諸如I(積分)、PI(比例積分)或PID(比例積分微分)調(diào)節(jié)器。通常，這樣的調(diào)節(jié)器使用被無源網(wǎng)絡(luò)環(huán)繞的運(yùn)算放大器(op-amp)來實(shí)現(xiàn)，無源網(wǎng)絡(luò)也定義其在對于控制回路重要的頻率范圍(高達(dá)大約fSW/2)內(nèi)的頻率響應(yīng)。調(diào)制器244接收控制信號y以及由感測電路240直接提供(并且如果需要被適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié))的可能的其他信號。具體地，調(diào)制器244調(diào)制量Ψ，功率級最終使用量Ψ來控制能量流。在開關(guān)模式功率級的上下文中，調(diào)制器244輸出一系列低功率兩電平脈沖信號qj(t)，這些信號由驅(qū)動器246來接收。例如，驅(qū)動器264可以是接收低功率輸入qj(t)并且產(chǎn)生高功率信號Qj(t)的功率放大器和/或電平移位器。信號Qj(t)具有適于驅(qū)動功率級22的功率開關(guān)的幅度和功率水平。當(dāng)變換器20的操作條件變化時(shí)，經(jīng)調(diào)節(jié)的量Xout關(guān)于設(shè)定點(diǎn)的任何偏差產(chǎn)生x的變化并且然后產(chǎn)生控制信號y的變化。y的這一變化導(dǎo)致由調(diào)制器244處理的量Ψ的變化，并且這一變化趨向于平衡輸入到輸出能量流動。這一平衡確保了經(jīng)調(diào)節(jié)的量Xout保持盡可能接近設(shè)定點(diǎn)。為了實(shí)現(xiàn)對輸出量Xout的適當(dāng)控制，控制系統(tǒng)24應(yīng)當(dāng)被設(shè)計(jì)成確保穩(wěn)定的控制回路、良好的調(diào)節(jié)以及良好的動態(tài)性能。穩(wěn)定的控制回路會使經(jīng)調(diào)節(jié)的量Xout在操作條件變化之后恢復(fù)穩(wěn)態(tài)值。良好的調(diào)節(jié)在變化前后的經(jīng)調(diào)節(jié)的量Xout的穩(wěn)態(tài)值盡可能接近設(shè)定點(diǎn)時(shí)滿足。最后，良好的動態(tài)性能在經(jīng)調(diào)節(jié)的量Xout在過渡期間沒有過多地偏離設(shè)定點(diǎn)并且過渡本身在短時(shí)間內(nèi)消失時(shí)實(shí)現(xiàn)。這些控制目標(biāo)可以在控制回路的傳遞函數(shù)的特征量(諸如帶寬、相位裕度和dc增益)方面來表達(dá)。這些目的可以通過作用于信號調(diào)節(jié)電路242中的誤差放大器網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)(諸如設(shè)置其增益并且適當(dāng)?shù)卦O(shè)置其傳遞函數(shù)的極點(diǎn)和零點(diǎn))來實(shí)現(xiàn)。這可以通過對構(gòu)成附接至放大器的無源網(wǎng)絡(luò)的電阻器和電容器的值的選擇來實(shí)現(xiàn)。調(diào)制器244的結(jié)構(gòu)或者換言之其處理的量Ψ的性質(zhì)確定用于控制對輸出量Xout進(jìn)行調(diào)節(jié)的方法。有很多這樣的方法。一組方法基于脈沖寬度調(diào)制(PWM)，并且包括諸如“占空比控制”(也稱為“電壓模式控制”)、“峰值電流模式控制”和“平均電流模式控制”等方法，這里僅給出最流行的方法。在占空比控制方法的情況下，量Ψ是功率開關(guān)在其間閉合的時(shí)間TON與開關(guān)周期TSW＝1/fSW之比。在峰值電流模式控制方法的情況下，量Ψ是流經(jīng)能量存儲磁性設(shè)備的峰值電流。在平均電流模式控制方法的情況下，量Ψ是流經(jīng)能量存儲磁性設(shè)備的平均電流。在這些方法的情況下，開關(guān)頻率fSW通常是固定的但未必一定是固定的。除了PWM控制方法之外，還有脈沖頻率調(diào)制(PFM)方法，其中開關(guān)頻率fSW按照定義是可變的。在很多現(xiàn)有方法中，可以提及“直接頻率控制”方法，其中Ψ是變換器的開關(guān)頻率；以及“時(shí)移控制”方法，其中Ψ是從能量存儲磁性設(shè)備中的電流的過零到功率開關(guān)的狀態(tài)的下一變化的時(shí)間量。影響控制電路如何實(shí)現(xiàn)(特別是向調(diào)制器上傳遞控制信號的方式)的功率電路的另一重要特性是變換器是隔離的還是非隔離的。這一“隔離”是指變換器20的輸入與輸出之間電氣屏障的存在。例如，圖3a示出了升壓變換器。通常，升壓變換器包括用于接收輸入電壓Vin的兩個(gè)輸入端子以及用于提供輸出電壓Vout的兩個(gè)輸出端子。升壓變換器是非隔離變換器，因?yàn)槠渚哂杏糜谳斎牒洼敵龆叩墓驳慕拥囟俗覩ND。如本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的，正的輸入端子經(jīng)由電感器L和電子開關(guān)D1(通常是二極管的形式)連接至正的輸出端子。另外的電子開關(guān)SW1連接在電感器L和二極管D1之間的中點(diǎn)與接地GND之間。最后，電容器Cout通常與輸出并聯(lián)連接。輸入與輸出之間的電連接使得這樣的升壓變換器簡單并且成本高效，但是限制了其用于某些應(yīng)用(諸如負(fù)載點(diǎn)(POL)變換器)的用途。在所考慮的示例中，控制單元24用于根據(jù)輸出電壓Vout驅(qū)動開關(guān)SW1。這樣的非隔離變換器不需要任何專門的電供應(yīng)來向調(diào)制器提供控制信號。如果電路被適當(dāng)?shù)亟M合，則信號調(diào)節(jié)電路的輸出可以直接連接至調(diào)制器輸入。然而，尤其對于從市電運(yùn)行的功率變換器，很多安全代理主體或客戶要求與所施加的輸入電壓和輸出電壓的分離，這通常是用戶可訪問的。圖3b在這一方面示出了變換器的這樣的隔離屏障可以借助于(高頻)變壓器T被跨越，這去除了從輸入到輸出的直接電連接。例如，圖3b所示的電路基于反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在這種情況下，變換器在變壓器T的初級側(cè)包括電子開關(guān)SW2，電子開關(guān)SW2與變壓器T的初級繞組串聯(lián)連接在輸入端子之間。在次級側(cè)，變換器包括反激式二極管D2，反激式二極管D2與變壓器T的次級繞組串聯(lián)連接在輸出端子之間。另外，在這種情況下，輸出電容器Cout可以與輸出并聯(lián)連接。另外，在這種情況下，控制單元24可以用于根據(jù)輸出電壓Vout驅(qū)動開關(guān)SW2。因此，在這樣的隔離變換器的情況下，功率在輸入側(cè)(通常稱為初級側(cè))被切換，但是從輸出側(cè)(通常稱為次級側(cè))受控以便提供適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)。這一要求引入了另外的問題，即來自次級側(cè)的信號被傳輸給初級側(cè)。初級側(cè)開關(guān)要由次級側(cè)特性來控制的要求需要跨越隔離屏障的第二連接。要反饋給初級側(cè)的信號取決于調(diào)制器244和驅(qū)動器246是否被物理定位。最常見地，調(diào)制器244和驅(qū)動器246二者位于初級側(cè)(通常都嵌入在控制集成電路或IC中)。在這種情況下，控制信號y被反饋給初級側(cè)。這一情況通常稱為“初級控制”。在其他實(shí)現(xiàn)中，除了驅(qū)動器246的控制單元的所有部件位于次級側(cè)(通常也嵌入在控制IC中)。在這種情況(通常稱為“次級控制”)下，兩電平脈沖信號qj(t)或Qj(t)被反饋給初級側(cè)。不管何種信號被傳送回并且雖然這一路徑僅涉及信息而非功率，其仍然應(yīng)當(dāng)是隔離的。例如，圖4示出了信號調(diào)節(jié)電路242的常規(guī)解決方案，其被配置成在要調(diào)節(jié)的輸出量是Vout(即Xout＝Vout)的情況下將控制信號y反饋給初級側(cè)。在這一布置中，使用三引腳可調(diào)分流調(diào)節(jié)器SR(諸如TL431)作為驅(qū)動光耦合器OC的次級參考/誤差放大器?；旧?，分流調(diào)節(jié)器SR被配置成例如借助于包括由兩個(gè)電阻器R1和R2構(gòu)成的分壓器的電壓傳感器S2a來感測輸出電壓Vout，并且基于設(shè)定點(diǎn)與實(shí)際值之差產(chǎn)生控制信號，同時(shí)光耦合器OC將控制信號傳送給初級側(cè)。本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，信號調(diào)節(jié)電路242還可以包括具有例如一個(gè)或多個(gè)電容器和/或電阻器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN。具體地，在所考慮的示例中，光耦合器OC的光發(fā)射器與電阻器R3和分流調(diào)節(jié)器SR串聯(lián)連接在輸出端子(即Vout)之間。因此，在這一電路布置的情況下，輸出電壓變化ΔVout引起流經(jīng)電阻器R3和光耦合器OC的光發(fā)射器的電流iΦ的對應(yīng)變化ΔiΦ。電流變化ΔiΦ確定被光耦合器OC的光學(xué)接收器汲取的電流ic的成比例的變化Δic。這一電流可以用于直接驅(qū)動調(diào)制器244(在這種情況下y＝ic)，或者可以在被饋送到調(diào)制器中之前首先被變換成電壓(y＝vc)。例如，圖4中示出了電阻器RFB，其出于這一目的連接在光耦合器OC的輸出(即調(diào)制器244的反饋引腳)與用Vbus指示的恒定電壓之間。很多功率變換器中共同的市場要求是，規(guī)定負(fù)載所需要的寬的功率水平范圍上的變換效率目標(biāo)。為了滿足這一目的，需要響應(yīng)于這一功率水平進(jìn)行一些控制動作。這些動作的典型示例包括修改一些控制參數(shù)(例如開關(guān)頻率)或者改變確定功率開關(guān)(例如圖3a和3b中所示的開關(guān)SW1和SW2)的接通和斷開的事件或者在負(fù)載所需要的功率下降至某個(gè)水平以下時(shí)立刻操作變換器(通常稱為突發(fā)模式操作)以最大化輕負(fù)載下的功率變換效率。另外，在多相變換器(即具有并聯(lián)連接的多個(gè)功率級)中，還期望能夠根據(jù)負(fù)載所需要的功率來改變操作級的數(shù)目以優(yōu)化非常寬的功率范圍上的變換效率。除了有利于能量效率的這些措施，還需要考慮到保護(hù)功能。典型的需求是限制在負(fù)載故障的情況下可由變換器遞送的最大功率作為保護(hù)。在具有次級控制的變換器中，這些任務(wù)相對容易完成，因?yàn)榭刂艻C可以能夠直接訪問輸出量(Vout，Iout)并且對其進(jìn)行處理以得到負(fù)載所需要的功率并且因此進(jìn)行動作。這種情況因此在這一上下文中不感興趣并且將不再考慮。在具有初級控制的變換器的更一般的情況下，控制IC不能直接訪問輸出電壓Vout和電流Iout，但是可以僅直接讀取輸入電壓Vin和輸入電流Vin，從而評估去往變換器的輸入功率Pin。通常從次級側(cè)接收的唯一信息是控制信號y。還有一個(gè)問題要考慮：如先前提及的，為了最大化輕負(fù)載下的功率變換效率，通常要求變換器立刻工作(突發(fā)模式操作)并且在變換器不開關(guān)的空閑周期期間，輸入電流Iin以及輸入功率Pin基本上下降至0。因此，通過輸入電壓Vin和輸入電流Iin的讀取來計(jì)算輸入功率Pin的任何系統(tǒng)可以提供停止變換器的信息但是不能提供重新啟動變換器的信息。提供這一信息可能需要另外的功能塊?；谶@些考慮，使用控制信號y執(zhí)行這些種類的動作是方便的，這是因?yàn)橛捎诓还芄β孰娐愤B續(xù)操作還是暫時(shí)停止(例如在突發(fā)模式操作期間)而總是有效的信號，這會產(chǎn)生非常簡單的電流實(shí)現(xiàn)。另外，作為被界定在范圍內(nèi)的控制信號，最大輸入功率會固有地受到限制。發(fā)明人已經(jīng)觀察到，為了使用控制信號y作為輸入功率計(jì)量，功率水平Pin與控制信號y之間必須存在一對一的準(zhǔn)確關(guān)系：Pin＝f(y,p1,…pn,c1,…cm)(1)其中p1,…pn是表征功率級的參數(shù)集合，c1,…cm是與控制單元有關(guān)的參數(shù)集合。pi(i＝1,…n)和cj(j＝1,…m)二者被假定為服從統(tǒng)計(jì)分布的恒定值。不幸的是，對于多數(shù)已知的控制方法，不存在類似的關(guān)系。然而，通常能夠找到如下關(guān)系：Pin＝f(y,Vin,Vout,p1,…pn,c1,…cm)(2)這可以如下來分析。通常而言，功率水平Pin通過諸如以下關(guān)系與量Ψ相關(guān)：Pin＝g(y,Ψ,Vin,Vout,p1,…pn,c1,…ck)(3)并且控制信號y通過可以如下表示的關(guān)系與Ψ相關(guān)：Ψ＝h(y,Vin,ck+1,…cm)(4)函數(shù)g和h的結(jié)構(gòu)和自變量分別取決于功率級22的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方法。至于Ψ與Pin之間的聯(lián)系，在一些情況下，Ψ僅與功率水平松散相關(guān)，在其他情況下，其緊密相關(guān)但是對于Vin和/或Vout也由明顯的依賴性。使用占空比控制方法在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下操作的PWM控制的dc-dc變換器通常是第一情況的示例。實(shí)際上，大致上，在這些系統(tǒng)中，占空比僅取決于Vin和Vout，而非Iout(即沒有Pin＝g(Ψ)函數(shù))。然而，在實(shí)際操作中，占空比通常稍微依賴于功率水平，因?yàn)楣β书_關(guān)的接通時(shí)間需要稍微延伸以補(bǔ)償功率損失(其又取決于Iout)。使用直接頻率控制方法或“時(shí)移控制”方法的諧振dc-dc變換器通常是第一情況的另一示例：頻率和時(shí)移是功率水平的弱函數(shù)；它們隨著功率水平稍微變化并且遠(yuǎn)遠(yuǎn)更多地受到輸入到輸出電壓比的影響。使用平均電流模式控制方法的PWM控制的dc-dc變換器通常是第二情況的示例。實(shí)際上，在這種方法的情況下，量Ψ通常是dc輸入電流Iin，其與Pin強(qiáng)相關(guān)；然而Iin也取決于輸入電壓，因此這一方法是有效的以在輸入電壓固定或在窄的范圍內(nèi)變化時(shí)示出Pin。這一概論中的可能的特例可以由使用峰值電流模式控制方法在非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下在固定頻率操作的PWM控制的降壓升壓或反激式變換器來表示。在這種情況下，Pin主要取決于量Ψ(峰值電流Ipk)：Pin＝1/2LIpk2fSW(5)應(yīng)當(dāng)考慮在內(nèi)的其他方面是參數(shù)pi和cj的統(tǒng)計(jì)分布。這影響Pin＝g(Ψ,…)和Ψ＝h(y,…)二者并且引起量Ψ和控制信號y從單元到單元針對給定的功率水平分布某個(gè)范圍內(nèi)。因此，一個(gè)關(guān)鍵的點(diǎn)是函數(shù)g和h關(guān)于參數(shù)pi和cj的靈敏度。現(xiàn)在將給出Pin＝g(Ψ,…)如何受到pi和cj的公差的影響的一組示例。例如，在諧振變換器中，其諧振回路的部件的統(tǒng)計(jì)分布(∈pi)引起開關(guān)頻率(Ψ)對于給定的Pin和給定的輸入到輸出電壓比而不同。另外，開關(guān)頻率對這些參數(shù)的分布的靈敏度隨操作條件極大地變化并且可以從幾乎可忽略變?yōu)榉浅８叩碾娖?。在先前提及的固定頻率、DCM操作的、峰值電流模式控制的降壓升壓或反激式變換器中，開關(guān)頻率fsw(∈cj)鎖定至其的電感器的值L(∈pi)的統(tǒng)計(jì)分布和振蕩器頻率的公差導(dǎo)致針對相同功率水平Pin的受控峰值電流Ipk(即Ψ)的不同值以及控制信號y的不同值。再次參考這一變換器，不利地影響Ψ＝h(y,…)關(guān)系的準(zhǔn)確性的參數(shù)∈cj是電流感測比較器的傳播延遲。由于這一延遲，受控峰值電流Ipk稍微超過由控制信號y編程的值；這一額外的電流取決于這一延遲的量以及電流的包絡(luò)，電流的包絡(luò)又取決于變換器的電感值和輸入電壓Vin。因此，控制信號y也取決于Vin，而不僅取決于輸入功率Pin。在這一點(diǎn)上，回顧D.Gouttenegre,B.Velaerts,T.Michaux等人的“ModellingandAnalysisofdc-dcConvertersControlbyPowerEqualization”(電力電子專家會議(PowerElectronicsSpecialistsConference),1988.PESC’88記錄，第19屆IEEE，第2卷第960-967頁)，A.S.Kislovski的“Anewcontrolprincipleforswitchingregulators”(1983年9月的PCI學(xué)報(bào)(ProceedingsofPCI)第178-186頁)提出了“輸出輸出功率均衡”控制方法。圖5示出了這一控制方法的基本操作原理。測量dc輸入電壓Vin和瞬態(tài)輸入電流Iin。例如，圖5示出了被配置成測量電流Iin的電流傳感器S1b。輸入電流Iin被提供給與時(shí)鐘信號CLK同步的可重置積分器248，CLK也確定功率級22的功率開關(guān)的接通。具體地，信號CLK也設(shè)置PWM鎖存器250，PWM鎖存器250的輸出Q基本上確定功率級22的功率開關(guān)的占空比。積分器248的輸出Vint是非線性斜坡信號，其在每個(gè)開關(guān)循環(huán)的開始處(僅在功率開關(guān)接通之后)從0開始并且剛好在重置之前到達(dá)與在開關(guān)循環(huán)中從電源得到的電荷成比例的最終值。假定開關(guān)周期T恒定，因此這一電荷也與開關(guān)循環(huán)中的平均值成比例，并且因此也是斜坡Vint的峰值。dc輸入電壓Vin和Vint被提供給寬帶寬模擬乘法器/除法器(MD)塊252的輸入。對于MD的寬帶寬要求阻止了對于盡可能接近地跟隨信號Vint的需要。塊252設(shè)置有第三輸入Vx并且輸出信號i*：信號Vx是感測輸出電壓Vout并且將其與參考電壓Vref相比較的比例積分微分(PID)調(diào)節(jié)器254的輸出。Vx可以被認(rèn)為是圖2的總體示意圖中的控制信號y。MD塊252的輸出去往在其反相輸入端上接收與dc輸出電流Iout成比例的信號的比較器256的非反相輸入端。例如，圖5中出于這一目的使用被配置成測量電流Iout的電流傳感器S2b。在穩(wěn)態(tài)條件下，Iout、Vin和Vx恒定，因此信號i*是形狀與Vint相同但是幅度不同(通過電壓Vin和Vx被調(diào)節(jié))的非線性斜坡。當(dāng)斜坡i*等于Iout時(shí)，比較器256的輸出變高并且重置PWM鎖存器250，以引起級22的功率開關(guān)斷開。以這一方式，比較器256逐個(gè)循環(huán)維持輸出電流Iout和i*的峰值的相等性。因此：假定無損耗操作(Pin＝Pout)：根據(jù)等式(7)推斷出：Vout＝Vx(9)并且能夠認(rèn)為圖5中的系統(tǒng)通過均衡功率級的輸入和輸出功率將輸出電壓Vout維持在期望水平。這一功率均衡特征在動態(tài)行為方面帶來了大量優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)槠湓跀_動的情況下執(zhí)行快速矯正動作。例如，如果輸入電壓擾動，則塊252在輸出電壓Vout的任何偏差的可觀察的之前在開關(guān)周期內(nèi)校正輸入功率。類似地，如果輸出電流Iout擾動(由于改變負(fù)載條件)，則控制重新調(diào)節(jié)輸入功率以在輸出電壓Vout擾動之前在開關(guān)周期內(nèi)滿足新的功率要求。然而，在這一解決方案中，僅基于輸入功率(即輸入電壓Vin和輸入電流Iin)適配功率級的驅(qū)動。然而，反饋控制信號y仍然僅指示輸出電壓Vout并且因此不能用作輸入功率計(jì)量。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：鑒于以上內(nèi)容，本公開的目的是提供如下解決方案，其中通過使用有限數(shù)目的細(xì)調(diào)部件，反饋控制信號與從輸入源汲取的功率成比例。本公開的另外的目的是提供用于開關(guān)變換器的集成的控制設(shè)備，其能夠使用與從輸入源汲取的功率成比例的控制信號調(diào)節(jié)變換器的輸出電壓或輸出電流，或者這二者。根據(jù)一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例，以上中的一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例借助于具有在下面的權(quán)利要求中具體給出的特征的用于電子變換器的功率控制模塊來實(shí)現(xiàn)。實(shí)施例另外涉及相關(guān)的集成電路、電子變換器和方法。權(quán)利要求是本文中提供的本公開的技術(shù)教導(dǎo)的組成部分。如以上提及的，一種電子變換器通常包括功率級，功率級包括用于接收第一功率信號的兩個(gè)輸入端子以及用于提供第二功率信號的兩個(gè)輸出端子。變換器還包括被配置成根據(jù)反饋控制信號控制功率級的操作的控制電路。例如，在各種實(shí)施例中，控制電路包括調(diào)制器并且可能包括驅(qū)動器，驅(qū)動器被配置成根據(jù)反饋控制信號生成用于功率級的驅(qū)動信號。例如，在各種實(shí)施例中，控制電路可以包括被配置成根據(jù)經(jīng)由變換器的兩個(gè)輸出端子提供的輸出電壓或輸出電流生成反饋控制信號的信號調(diào)節(jié)電路。在各種實(shí)施例中，反饋控制信號可以與從輸入源汲取的功率成比例，并且因此可以用作輸入功率計(jì)量。在各種實(shí)施例中，控制電路出于這一原因包括功率控制模塊，功率控制模塊在輸入處接收反饋控制信號并且生成經(jīng)修改的控制信號。例如，功率控制模塊可以介于信號調(diào)節(jié)電路與調(diào)制器之間。通常，至少功率控制模塊、調(diào)制器和可能的驅(qū)動器可以集成在相同的集成電路中。然而，功率控制模塊也可以被提供作為單獨(dú)的電路。在各種實(shí)施例中，功率控制模塊包括預(yù)處理模塊，預(yù)處理模塊被配置成根據(jù)反饋控制信號和表示向變換器的輸入端子施加的電壓的第一信號生成參考信號。例如，在各種實(shí)施例中，預(yù)處理模塊可以包括被配置成向反饋控制信號施加偏移的加法器。在各種實(shí)施例中，預(yù)處理模塊可以包括除法器，除法器被配置成通過將反饋控制信號除以表示向變換器的輸入端子施加的電壓的第一信號來計(jì)算參考信號。在各種實(shí)施例中，功率控制模塊還包括誤差放大器，誤差放大器被配置成根據(jù)參考信號和表示流過兩個(gè)輸入端子的電流的第二信號生成經(jīng)修改的控制信號。例如，功率控制模塊的誤差放大器可以至少包括積分部件。例如，這樣的誤差放大器可以使用運(yùn)算放大器和包括至少一個(gè)電容器的反饋網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)。在各種實(shí)施例中，電子變換器的功率級可以包括具有初級繞組和次級繞組的變壓器。在這種情況下，功率控制模塊可以布置在變壓器的初級側(cè)，并且第二信號可以表示流過變壓器的初級繞組的電流。附圖說明現(xiàn)在將參考附圖描述本公開的實(shí)施例，附圖被提供僅作為非限制性示例并且在附圖中：圖1示出了圖示功率變換器的總體結(jié)構(gòu)的框圖；圖2示出了圖示圖1的功率變換器中包括的控制單元的典型結(jié)構(gòu)的框圖；圖3a示出了升壓功率級、典型的非隔離變換器；圖3b示出了反激式功率級、典型的隔離變換器；圖4示出了基于分流調(diào)節(jié)器和光耦合器的傳統(tǒng)的隔離反饋網(wǎng)絡(luò)；圖5示出了圖示現(xiàn)有技術(shù)的功率均衡控制方法的框圖；圖6示出了圖示根據(jù)本公開的圖1的功率變換器中包括的控制單元的典型結(jié)構(gòu)的框圖；圖7示出了圖6中的框圖中包括的功率控制模塊(PCM)的總體結(jié)構(gòu)；圖8示出了圖7中的PCM的完全數(shù)字實(shí)現(xiàn)的示例；圖9示出了直接從經(jīng)整流的功率線路供應(yīng)的LLC諧振半橋變換器的實(shí)施例；以及圖10示出了用于圖9的變換器的控制電路的實(shí)施例。具體實(shí)施方式在以下描述中，給出大量具體細(xì)節(jié)以提供對實(shí)施例的透徹理解。實(shí)施例可以在沒有一個(gè)或若干具體細(xì)節(jié)的情況下或者使用其他方法、部件、材料等來實(shí)踐。在其他情況下，沒有詳細(xì)示出或描述公知的結(jié)構(gòu)、材料或操作以免模糊實(shí)施例的各個(gè)方面。遍及本說明書對“一個(gè)實(shí)施例”或“實(shí)施例”的引用表示結(jié)合該示例描述的特定的特征、結(jié)構(gòu)或特性被包括在至少一個(gè)實(shí)施例中。因此，短語“在一個(gè)實(shí)施例中”或“在實(shí)施例中”在遍及本說明書的各個(gè)地方的出現(xiàn)并一定全部指代相同的實(shí)施例。另外，特定的特征、結(jié)構(gòu)或特性在一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例中可以按照任意合適的方式組合。本文中提供的標(biāo)題僅為了方便，而不解釋實(shí)施例的范圍或含義。在下面的圖6到9中，已經(jīng)參考圖1到5描述的部分、元件或部件使用與先前在這樣的附圖中相同的附圖標(biāo)記來表示；這樣的先前描述的元件的描述在下面將不再重復(fù)以免使本詳細(xì)描述的負(fù)擔(dān)過重。如以上所提及的，本公開提供了如下解決方案，其允許控制信號y與從輸入源汲取的功率成比例。圖6圖示根據(jù)本公開的電子變換器20a。另外，在這種情況下，電子變換器20a包括功率級20和控制單元24a，功率級20通常是開關(guān)模式功率級，諸如升壓、降壓、降壓升壓、反激式、正向或諧振變換器。在所考慮的實(shí)施例中，控制單元24a具有閉環(huán)控制系統(tǒng)。具體地，類似于圖2，控制單元24a包括感測電路240a、調(diào)制器244、驅(qū)動器246和可選的信號調(diào)節(jié)電路242。另外，在這種情況下，感測電路240a被配置成測量要調(diào)節(jié)的輸出量Xout，例如輸出電壓Vout或輸出電流Iout，并且產(chǎn)生表示Xout的所測量的值信號x。在各種實(shí)施例中，感測電路可以感測功率電路20中用于執(zhí)行控制動作的其他電學(xué)量。所測量的值信號x然后可以被傳輸給可選的信號調(diào)節(jié)電路242。其他電學(xué)量也可以(或者可以不)直接或者取決于調(diào)制器244的結(jié)構(gòu)適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)而傳輸給調(diào)制器244?？蛇x的信號調(diào)節(jié)電路242可以處理來自于感測電路240a的所測量的值信號x。特別地，信號調(diào)節(jié)電路242接收所測量的值信號x并且基于所測量的值信號x生成控制信號y，諸如控制電壓vC或控制電流iC。通常，信號調(diào)節(jié)電路242是可選的，因?yàn)榭刂菩盘杫可以對應(yīng)于所測量的值信號x。在所考慮的實(shí)施例中，控制單元24a包括介于信號調(diào)節(jié)電路242與調(diào)制器244之間的“功率控制模塊”(PCM)280。特別地，功率控制模塊280接收控制信號y并且生成經(jīng)修改的控制信號w。相應(yīng)地，在所考慮的實(shí)施例中，調(diào)制器244接收經(jīng)修改的控制信號w并且在感測電路240a產(chǎn)生附加信號的情況下根據(jù)需要適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)。調(diào)制器244然后調(diào)制量Ψ，功率級22最后使用量Ψ控制能量流。作為輸出，調(diào)制器244生成由驅(qū)動器246接收的一系列低功率兩電平脈沖信號qj(t)。在各種實(shí)施例中，驅(qū)動器264可以是接收低功率輸入qj(t)并且產(chǎn)生更高功率信號Qj(t)的功率放大器和/或電平移位器。信號Qj(t)具有適合驅(qū)動功率級22的功率開關(guān)的幅度和功率水平。相應(yīng)地，通過比較圖6的這一框圖與圖2所示的框圖，可以觀察到，另外的功率控制模塊280介于信號調(diào)節(jié)電路242與調(diào)制器244之間。此外，控制單元24a的總體結(jié)構(gòu)保持不變，并且關(guān)于圖2的相關(guān)描述因此適用。具體地，在所考慮的實(shí)施例中，模塊280在其輸入處接收控制信號y(其在圖2的示意圖中直接饋送給調(diào)制器244)和兩個(gè)附加信號：表示電壓的第一信號v和表示功率級20中的電流的信號i。在各種實(shí)施例中，變換器20a是具有初級控制的隔離變換器，即功率級22包括變壓器并且至少功率控制模塊280、調(diào)制器244和驅(qū)動器246布置在變壓器的初級側(cè)。在這種情況下，信號調(diào)節(jié)電路242可以用于跨越如圖4所示的隔離屏障，即控制信號y將由位于變壓器的次級側(cè)的信號調(diào)節(jié)電路242來傳輸從而跨越隔離屏障。相應(yīng)地，在各種實(shí)施例中，PCM280位于功率級22的初級側(cè)。在這種情況下，信號v可以表示dc輸入電壓Vin并且i可以表示瞬時(shí)輸入電流Iin(t)，諸如流過初級側(cè)的電流。在各種實(shí)施例中，PCM塊280可以用集成電路形式來實(shí)現(xiàn)，其可以包括調(diào)制器244和/或驅(qū)動器246。圖7在這一點(diǎn)上示出了功率控制模塊280的可能實(shí)施例。在所考慮的實(shí)施例中，塊280包括模擬除法器282a，模擬除法器282a接收信號y(可能在模擬加法器290a處偏移值y0)以及信號v并且在輸出處提供參考信號iref。iref＝kD(y–y0)/v(10)其中kD是除法器282a的可選增益。利用y0對y的偏移不是強(qiáng)制的，而是可以用于使得乘法器/除法器282a能夠在真實(shí)電路中借助于總是大于0的信號來處理零功率水平。信號iref被饋送給積分誤差放大器284a的非反相輸入端，積分誤差放大器284a的反相輸入端接收信號i。例如，在所考慮的實(shí)施例中，積分誤差放大器284a使用op-amp286來實(shí)現(xiàn)，op-amp286通過通常包括至少一個(gè)電容器的頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)288的適當(dāng)配置被配置為積分放大器。因此，在所考慮的實(shí)施例中，誤差放大器包括積分(I)部件。然而，誤差放大器也可以包括另外的反饋部件以便實(shí)現(xiàn)比例(P)和/或微分(D)部件。以這一方式，在穩(wěn)態(tài)操作下，i的平均值<i>等于iref。<i>＝iref(11)積分誤差放大器284a、即op-amp286的輸出是被提供給調(diào)制器244的輸入的第二控制信號w。在所考慮的實(shí)施例中，控制信號y將與輸入功率Pin成比例。具體地，到功率控制模塊280的兩個(gè)輸入信號v和i是：v＝KvVin(12)以及i＝KiIp(t)(13)其中Ip是流過變壓器的初級側(cè)的電流，Kv和Ki是從用于測量值Vin和Ip的傳感器得到的系數(shù)。應(yīng)當(dāng)注意，在穩(wěn)態(tài)條件下Ip(t)的平均值<Ip(t)>等于dc輸入電流Iin：<Ip(t)>＝Iin(14)因此，通常，取代電流Ip，也可以測量表示輸入電流Iin的其他信號。因此，假定塊284a處的積分操作的理想操作并且應(yīng)用虛擬接地原理，以上等式(11)可以重寫為：Ki·Iin＝iref(15)換言之，PCM塊280的op-amp閉合了在值iref/Ki處調(diào)節(jié)dc輸入電流Iin的內(nèi)部控制回路。由除法器塊282a生成的參考信號iref可以根據(jù)等式(10)和(12)來得到：將等式(16)代入(15)并且求解y，產(chǎn)生：因此，在所考慮的實(shí)施例中，連接在信號調(diào)節(jié)電路242下游的功率控制模塊280將確?？刂菩盘杫(除偏移y0之外)與輸入功率Pin成比例。本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，圖7的PCM結(jié)構(gòu)在不偏離本公開的范圍的情況下也可以使用數(shù)字塊或者數(shù)字塊和模擬塊的混合來實(shí)現(xiàn)。例如，圖8示出了完全數(shù)字實(shí)現(xiàn)的實(shí)施例，其可以例如借助于軟件編程的微控制器來實(shí)現(xiàn)。另外，在這種情況下，PCM塊280包括用于向控制信號y添加偏移y0的可選加法器290b、接收控制信號y(或優(yōu)選地y-y0)的除法器282b、以及積分誤差放大器284b。為了處理模擬信號y、v和i，PCM280包括被配置成將這些信號從模擬信號變?yōu)閿?shù)字信號的相應(yīng)的模數(shù)變換器292a、292b和292c。在所考慮的實(shí)施例中，PCM280還包括用于將積分誤差放大器284b的輸出處的數(shù)字控制信號w再次變換成模擬信號的數(shù)模變換器294。這一變換器294僅僅是可選的，因?yàn)檎{(diào)制器244也可以使用數(shù)字輸入信號來操作。本文中描述的PCM塊280十分通用，并且可以被視為適用于基本上所有現(xiàn)有控制回路的附加裝置(參見例如圖6)。所公開的功率控制模塊280還具有若干優(yōu)點(diǎn)：1.如已經(jīng)討論的，在現(xiàn)有技術(shù)的方法中，控制變量y與輸出電壓成比例，而在本解決方案中，其與功率成比例。2.現(xiàn)有技術(shù)的方法定義了包括信號調(diào)節(jié)電路和調(diào)制器二者的控制系統(tǒng)，而本解決方案僅需要可以被添加至任何現(xiàn)有調(diào)制器或控制回路結(jié)構(gòu)的PCM塊280。3.現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)中使用的輸入輸出功率均衡原理基于固定頻率操作，而本解決方案不管開關(guān)頻率恒定與否均適用。4.現(xiàn)有技術(shù)的方法看起來實(shí)際上僅適用于非隔離變換器，因?yàn)槠湫枰诳刂齐娐分薪M合來自于變換器的輸入側(cè)和輸出側(cè)二者的dc信號。這一任務(wù)在隔離變換器中復(fù)雜復(fù)雜得多。5.基于可重置積分器的現(xiàn)有技術(shù)的方法致力于借助于輸入和輸出功率的逐個(gè)循環(huán)平衡來實(shí)現(xiàn)輸出電壓調(diào)節(jié)；在本解決方案中，由于積分器不一定可重置，可以通過適當(dāng)?shù)鼐幊唐骄斎腚娏鱽韺?shí)現(xiàn)輸出電壓調(diào)節(jié)。6.現(xiàn)有技術(shù)的方法使用執(zhí)行1個(gè)乘法和1個(gè)除法的三輸入寬帶寬乘法器；在本解決方案中，更簡單的兩輸入窄帶寬除法器就足夠了，因?yàn)槠涮幚砭徛刈兓男盘?v和y)。如以上提及的，本公開的功率控制模塊280可以適用于多數(shù)具有反饋回路的開關(guān)變換器，諸如圖3a和3b所示的升壓和反激式變換器。圖9示出了LLC諧振半橋變換器的實(shí)施例。具體地，該變換器是所謂的“寬LLC”，即LLC諧振半橋變換器直接從經(jīng)整流的功率線路供電，而沒有利用用于家用和商用設(shè)施的所有世界范圍的ac功率源(從88Vac到264Vac)進(jìn)行操作通常需要的功率因子校正(PFC)預(yù)調(diào)節(jié)器前端。因此，在所考慮的實(shí)施例中，輸入電壓Vin經(jīng)由整流器264(諸如橋式整流器)直接獲得，整流器264對被施加至變換器20a的輸入端子266a和266b的功率供應(yīng)Vac整流。通常，電容器Cin也可以被設(shè)置在整流器264的輸出端，其可以穩(wěn)定輸入電壓Vin。因此，在所考慮的實(shí)施例中，整流器264在線路260與接地GND1之間提供dc輸入電壓Vin。這一電壓Vin被施加至變換器的功率級。具體地，在LLC諧振半橋變換器的情況下，功率級包括具有初級繞組和次級繞組的變壓器T。通常，LLC諧振變換器包括串聯(lián)電感Ls(即與初級繞組串聯(lián)連接的電感)、并聯(lián)電感Lp(即與初級繞組并聯(lián)連接的電感)、以及與初級繞組串聯(lián)連接的諧振電容器Cr。通常，這些電感可以使用變壓器T的泄露電感和磁化電感來實(shí)現(xiàn)。然而，電感Ls和Lp還可以包括與變壓器T的初級和/或次級繞組串聯(lián)和/或并聯(lián)連接的另外的電感器。例如，變壓器匝數(shù)比可以是17:4(初級/次級)，變壓器泄露電感(使用短路的次級繞組測量的)可以是Ls＝29μH，變壓器初級電感(使用開路的次級繞組測量的)可以是L1＝63μH，因此Lp＝L1–Ls＝34μH。因此，在初級側(cè)，功率級包括半橋，半橋包括串聯(lián)連接在電壓Vin與初級側(cè)接地GND1(即整流器264的負(fù)端子)之間的兩個(gè)電子開關(guān)SWa和SWb。具體地，變壓器T的初級繞組與電容器Cr(和可能的另外的電感器Ls)串聯(lián)連接在半橋的中間點(diǎn)與接地GND1之間。例如，這一諧振電容器可以是Cr＝2x68nF。在所考慮的實(shí)施例中，功率級在次級側(cè)包括全波整流布置。例如，在所考慮的實(shí)施例中，變壓器T包括中心抽頭次級繞組(即串聯(lián)連接的兩個(gè)次級繞組)和兩個(gè)二極管Da、Db。具體地，次級繞組的中間點(diǎn)(或中心抽頭)連接至次級側(cè)接地GND2。二極管Da的陽極連接至次級繞組的第一端子，二極管Da的陰極連接至正的輸出端子262。類似地，二極管Db的陽極連接至次級繞組的第二端子，二極管Db的陰極也連接至正的輸出端子262。因此，次級繞組處的正半波經(jīng)由二極管Da被傳送給輸出262/GND2(其提供輸出電壓Vout和輸出電流Iout)，次級繞組處的負(fù)半波經(jīng)由二極管Db被傳送給輸出端262/GND2。在各種實(shí)施例中，功率級還包括與變換器的輸出262/GND2并聯(lián)連接的輸出電容器Cout。例如，輸出電容器可以是Cout＝4x470μF，輸出電容器的等同串聯(lián)電阻(最大)是RC＝38/4mΩ。在所考慮的實(shí)施例中，電子開關(guān)SWa和SWb(諸如具有相關(guān)聯(lián)的相應(yīng)本體二極管DSWa和DSWb的功率MOSFET)由控制電路28(諸如集成電路)來控制(參見圖10)，控制電路28生成相應(yīng)驅(qū)動信號HVG和LVG。例如，在所考慮的實(shí)施例中，控制電路28被配置用于根據(jù)輸出電壓Vout驅(qū)動開關(guān)SWa和SWb。通常，如圖10所示，控制電路28可以包括半橋驅(qū)動器246a，半橋驅(qū)動器246a被配置成生成驅(qū)動信號HVG和LVG，使得兩個(gè)開關(guān)SWa和SWb基本上以反相位被接通和斷開?？梢栽谌我婚_關(guān)的斷開和互補(bǔ)開關(guān)的接通之間插入小的停滯時(shí)間。這一停滯時(shí)間確保開關(guān)SWa和SWb從不交叉導(dǎo)通并且它們可以在軟開關(guān)(在0漏極源極電壓ZVS的情況下接通)的情況下工作。因此，向半橋的中間點(diǎn)施加的電壓是基本上從0到Vin擺動的頻率為fSW的方波，其占空比通常為50％。在所考慮的實(shí)施例中，調(diào)節(jié)通過改變這一方波的頻率、即半橋的開關(guān)頻率來執(zhí)行。例如，通過增加頻率，傳送的功率將減小。在所考慮的實(shí)施例中，控制電路28包括因此使用的調(diào)制器244a，調(diào)制器244a控制開關(guān)頻率fSW。例如，調(diào)制器244a可以包括可編程振蕩器，其例如使用在控制電路28外部的電容器COSC來實(shí)現(xiàn)。例如，這一電容器COSC可以連接在控制電路28的引腳與接地GND1之間，并且可以交替地通過電流IOSC被充電和放電，電流IOSC的值由反饋控制信號來定義。例如，在所考慮的實(shí)施例中，這一電流由流過電阻器Radj的電流來定義。這一變換器提出大量挑戰(zhàn)。其中一些可以通過本公開中提出的PCM方法來解決，諸如將過載或短路期間的最大功率限制為不怎么取決于輸入電壓的值，或者在給定負(fù)載電平改變變換器的操作模式而不管輸入電壓是否滿足能量節(jié)省要求。如以上提及的，在傳統(tǒng)LLC變換器電路中，反饋控制信號通常對應(yīng)于表示輸出電壓Vout的信號。因此，在圖9所示的實(shí)施例中，變換器20包括被配置成測量輸出電壓Vout的電壓傳感器S2a和被配置成從次級側(cè)向初級側(cè)傳輸所測量的信號的信號調(diào)節(jié)電路242。圖4中已經(jīng)公開了輸出電壓感測電路S2a和信號調(diào)節(jié)電路242的可能實(shí)現(xiàn)。例如，在所考慮的實(shí)施例中，跨越隔離屏障的信號是光耦合器的電流ic，其可以通過電阻器RFB被變換成反饋電壓vc。例如，在所考慮的實(shí)施例中，反饋信號y對應(yīng)于反饋電壓vc。例如，圖9所示的變換器可以具有以下電學(xué)規(guī)范：參數(shù)符號值單位ac輸入電壓范圍Vac88-264Vrmsac線路頻率fVac50Hzdc輸入電壓范圍Vin90-375V經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓Vout24V連續(xù)的輸出功率范圍Pout0-250W串聯(lián)諧振頻率fr180kHz最大開關(guān)頻率fsw200kHz如以上提及的，反饋信號y沒有被直接饋送給調(diào)制器244，但是被饋送給功率控制模塊280，功率控制模塊280還接收表示輸入電壓Vin和輸入電流Iin的的信號v和i。例如，在所考慮的實(shí)施例中，信號v通過電壓感測電路S1a來獲得，電壓感測電路S1a包括分壓器，分壓器包括串聯(lián)連接在輸入電壓Vin與接地GND1之間的兩個(gè)電阻器R4和R5，即信號v對應(yīng)于電壓Vin的縮小版本并且劃分比提供增益Kv。相反，信號i通過第二感測電路S1b來獲得，第二感測電路S1b被配置成測量表示輸入電流Iin的值。例如，在所考慮的實(shí)施例中，信號i(在量綱上是電壓)來自于兩個(gè)電流感測電阻器Rs的布置，該布置實(shí)現(xiàn)回路電流(即流過變壓器T的初級繞組的電流Ip)的雙向讀取，即在開關(guān)Qa閉合時(shí)以及在開關(guān)Qb閉合時(shí)。因此，對于特定配置，增益Ki(在尺寸上是電阻)是電阻器RS的電阻值的兩倍。如以上提及的，反饋信號VFB(對應(yīng)于y)以及信號v和i(表示前向饋送信號)被饋送給功率控制模塊280。例如，在圖10中使用圖7所示的模擬方法。例如，在向PCM280的模擬除法器282a饋送反饋信號y＝vc之前，將反饋信號偏移1V(＝y(tǒng)0)，使得在沒有負(fù)載的狀況下，反饋信號將大于1V。另外，在所考慮的實(shí)施例中，op-amp286的積分反饋網(wǎng)絡(luò)288借助于電阻器RINT和電容器CINT(其可以在控制電路28外部)來實(shí)現(xiàn)。例如，以上參數(shù)可以具有以下值：以上變換器已經(jīng)在不同供應(yīng)和負(fù)載條件下被測試，諸如針對不同輸入電壓的全負(fù)載(250W)條件，特別是Vac＝90V以及Vac＝264V：參數(shù)符號值單位dc輸入電壓Vin115Vdc輸入電流Iin2.376A輸入功率Pin271.8W變換系數(shù)η92.1％最小開關(guān)頻率fsw67.7kHz反饋電壓y(vc)2.883V積分器的參考電壓iref0.319V積分器輸出電壓w1.872V參數(shù)符號值單位DC輸入電壓Vin368VDC輸入電流Iin0,737A輸入功率Pin271.2W變換效率η92.3％最小開關(guān)頻率fsw131.4kHz反饋電壓y(vc)2.884V積分器的參考電壓iref0.099V積分器輸出電壓w1.425V在比較以上結(jié)果時(shí)，可以理解，PCM塊280確保了輸入功率Pin保持接近不變并且因此是反饋信號y。另外的測試表明，本文中公開的解決方案對于時(shí)變供應(yīng)電壓和/或負(fù)載條件也很魯棒。當(dāng)然，在不偏離本發(fā)明的原理的情況下，構(gòu)造和實(shí)施例的細(xì)節(jié)可以關(guān)于本文中僅作為示例已經(jīng)描述和說明的內(nèi)容廣泛地變化，而沒有偏離所附權(quán)利要求定義的本發(fā)明的范圍。當(dāng)前第1頁1 2 3