本發(fā)明涉及直流輸電技術(shù)領(lǐng)域，具體地，涉及一種LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器。

背景技術(shù)：

我國能源資源與負(fù)荷中心分布極不均衡，為滿足大規(guī)模遠(yuǎn)距離電能輸送的需要，我國建設(shè)了大量基于電網(wǎng)換相換流器的高壓直流輸電系統(tǒng)(Line Commutated Converter-High Voltage Direct Current,LCC-HVDC)。另一方面，隨著風(fēng)能、太陽能等可再生能源大量接入及對電網(wǎng)靈活性需求的不斷增強(qiáng)，基于電壓源換流器的柔性直流輸電系統(tǒng)(Voltage Source Converter-High Voltage Direct Current,VSC-HVDC)得到快速發(fā)展。結(jié)合我國國情，未來我國電網(wǎng)發(fā)展方向是利用VSC-HVDC輸電技術(shù)將西南地區(qū)、三北地區(qū)和東部沿海地區(qū)的新能源連接成多個區(qū)域直流電網(wǎng)，再進(jìn)一步利用LCC-HVDC輸電技術(shù)將區(qū)域直流電網(wǎng)輸出的大規(guī)模電力送往中東部負(fù)荷中心。因此連接LCC-HVDC和VSC-HVDC的直流互聯(lián)變壓器成為構(gòu)建直流電網(wǎng)的關(guān)鍵裝置之一。

下面是對現(xiàn)有技術(shù)的檢索以及存在的缺陷：

名稱為：“A versatile DC-DC converter for energy collection and distribution using the Modular Multilevel Converter”發(fā)表于Power Electronics and Applications(EPE 2011),Proceedings of the 2011-14th European Conference on的文獻(xiàn)中提出一種基于模塊化多電平變換器(Modular Multilevel Converter,MMC)的隔離型DC-DC變換器拓?fù)?，該變換器本質(zhì)上是一個DC-AC-DC變換器，它先通過一個MMC將直流電壓逆變得到交流電壓，該交流電壓經(jīng)過變壓器變壓后再通過另一個MMC整流得到直流電壓。交流環(huán)節(jié)的變壓器用于實(shí)現(xiàn)電壓匹配和電氣隔離。由于交流環(huán)節(jié)需要交流變壓器，且需要兩級功率變換，因此該直流變壓器的體積和損耗均較大，成本也很高，在不需要隔離的應(yīng)用場合并不適用。

名稱為“直流-直流自耦變壓器”，發(fā)表于電機(jī)工程學(xué)報(bào)的文獻(xiàn)中提出了一種直流–直流自耦變壓器的拓?fù)?，用于互?lián)兩個電壓等級不同的高壓直流系統(tǒng)。常規(guī)的隔離型直流–直流變換器一般需要經(jīng)過直流–交流–直流兩級交/直變換，兩個互聯(lián)的直流系統(tǒng)之間沒有直接的電氣連接，而直流自耦變壓器所互聯(lián)的兩個直流系統(tǒng)之間有直接的電氣連接，只有部分互聯(lián)功率需要經(jīng)過兩級交流/直流變換。為此，直流自耦變壓器所使用的換流器總?cè)萘康陀诔Ｒ?guī)直流–交流–直流變換技術(shù)。該文詳細(xì)介紹了直流自耦變壓器的拓?fù)?，推?dǎo)了直流自耦變壓器中每個換流器的額定直流電壓和額定功率的設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)了直流自耦變壓器的控制策略，在PSCAD/EMTDC下仿真驗(yàn)證了直流自耦變壓器的可行性。研究結(jié)果表明，所提出的直流自耦變技術(shù)能顯著降低所使用的換流器容量，并降低運(yùn)行損耗。

上述文獻(xiàn)與本發(fā)明相比需要隔離變壓器，成本與損耗大，且不具備LCC-HVDC極性反轉(zhuǎn)能力。

此外，申請(專利)號:WO2013026477名稱:Bidirectional unisolated converter based on cascaded cells的文獻(xiàn)中提出基于MMC的非隔離型直流變壓器拓?fù)?，該直流變壓器中鏈?zhǔn)侥K輸出電壓包含直流分量和交流分量，它通過交直流功率守恒來實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡，其中交流分量按正弦波調(diào)制。與隔離型DC-AC-DC變換器相比，它不需要交流變壓器，且不需要兩級變換，因此成本更低。但為了實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡，該直流變壓器中存在較大的交流環(huán)流，變壓器損耗較大，而且所需的濾波電感感值很大，使得變壓器的整體體積較大。同樣由于該拓?fù)渲徊捎昧税霕蛐妥幽K，其并不能實(shí)現(xiàn)電壓極性反轉(zhuǎn)，不適用與LCC/VSC互聯(lián)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)中的缺陷，本發(fā)明的目的是提供一種LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器。

根據(jù)本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器，包括：上橋臂、下橋臂以及中心連接電感L_f，上橋臂的一端分別與下橋臂一端、中心連接電感L_f的一端相連；中心連接電感L_f的另一端與下橋臂的另一端構(gòu)成VSC-HVDC的連接端；上橋臂的另一端與下橋臂的另一端構(gòu)成LCC-HVDC的連接端；其中：

所述上橋臂包括橋臂電感L_a和2n個依次串聯(lián)的FBSM模塊；所述下橋臂包括n個依次串聯(lián)的HBSM模塊；n為大于等于1的自然數(shù)。

優(yōu)選地，所述VSC-HVDC與LCC-HVDC的電壓等級不同。

優(yōu)選地，F(xiàn)BSM模塊是指全橋型子模塊，包括：電容、第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管、第四功率開關(guān)管、第一二極管、第二二極管、第三二極管、第四二極管；電容的正極分別連接第一功率開關(guān)管的集電極、第三功率開關(guān)管的集電極、第一二極管的負(fù)極、第二二極管的負(fù)極；第一功率開關(guān)管的發(fā)射極、第一二極管的正極與第二功率開關(guān)管集電極、第二二極管負(fù)極相連并構(gòu)成所述FBSM模塊的一端；第三功率開關(guān)管的發(fā)射極、第三二極管的正極與第四功率開關(guān)管集電極、第四二極管負(fù)極相連并構(gòu)成所述FBSM模塊的另一端；第二功率開關(guān)管的發(fā)射極、第二二極管正極、第四功率開關(guān)管發(fā)射極、第四二極管正極均連接至電容的負(fù)極。

優(yōu)選地，HBSM模塊是指半橋型子模塊，包括：電容、第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第一二極管、第二二極管；電容的正極與第一功率開關(guān)管集電極、第一二極管負(fù)極相連；第一功率開關(guān)管發(fā)射極、第一二極管正極與第二功率開關(guān)管集電極、第二二極管負(fù)極相連并構(gòu)成HBSM模塊的一端；第二功率開關(guān)管發(fā)射極、第二二極管正極均連接至電容的負(fù)極并構(gòu)成HBSM模塊的另一端。

優(yōu)選地，第一功率開關(guān)管的基極、第二功率開關(guān)管的基極、第三功率開關(guān)管的基極、第四功率開關(guān)管的基極與PWM輸出模塊的輸出端相連，所述PWM輸出模塊用于輸出兩組電平的脈沖波，所述脈沖波能夠決定第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管、第四功率開關(guān)管的開啟與關(guān)閉。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下的有益效果：

1、現(xiàn)有技術(shù)需要交流變壓器，且交流環(huán)流大，損耗大，且不適用于LCC/VSC互聯(lián)；本發(fā)明的開關(guān)頻率更小，交流環(huán)流更小，因此損耗更低。同時，當(dāng)LCC-HVDC工作在反轉(zhuǎn)潮流工況下時，可跟隨改變LCC側(cè)電壓極性反轉(zhuǎn)。

2、本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器開關(guān)頻率更小，所以開關(guān)損耗更小，效率更高。

3、本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器交流環(huán)流更小，所以導(dǎo)通損耗更小，從而使得開關(guān)頻率更小。

4、本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器中的濾波電感的感值大大減小，可顯著減小直流變壓器的體積。

附圖說明

通過閱讀參照以下附圖對非限制性實(shí)施例所作的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點(diǎn)將會變得更明顯：

圖1為直接耦合式直流變壓器拓?fù)涫疽鈭D；

圖2為半橋、全橋型子模塊鏈?zhǔn)侥K串的電路對比圖；

圖2(a)為半橋型子模塊(HBSM)示意圖；

圖2(b)為全橋型子模塊(FBSM)示意圖；

圖3為常態(tài)潮流工況下運(yùn)行波形示意圖；

圖4為反轉(zhuǎn)潮流工況下運(yùn)行波形示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合具體實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。以下實(shí)施例將有助于本領(lǐng)域的技術(shù)人員進(jìn)一步理解本發(fā)明，但不以任何形式限制本發(fā)明。應(yīng)當(dāng)指出的是，對本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干變化和改進(jìn)。這些都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。

根據(jù)本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器，包括：上橋臂、下橋臂以及中心連接電感L_f，上橋臂的一端分別與下橋臂一端、中心連接電感L_f的一端相連；中心連接電感L_f的另一端與下橋臂的另一端構(gòu)成VSC-HVDC的連接端；上橋臂的另一端與下橋臂的另一端構(gòu)成LCC-HVDC的連接端；其中：

所述上橋臂包括橋臂電感L_a和2n個依次串聯(lián)的FBSM模塊；所述下橋臂包括n個依次串聯(lián)的HBSM模塊；n為大于等于1的自然數(shù)。

所述VSC-HVDC與LCC-HVDC的電壓等級不同。

FBSM模塊是指全橋型子模塊，包括：電容、第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管、第四功率開關(guān)管、第一二極管、第二二極管、第三二極管、第四二極管；電容的正極分別連接第一功率開關(guān)管的集電極、第三功率開關(guān)管的集電極、第一二極管的負(fù)極、第二二極管的負(fù)極；第一功率開關(guān)管的發(fā)射極、第一二極管的正極與第二功率開關(guān)管集電極、第二二極管負(fù)極相連并構(gòu)成所述FBSM模塊的一端；第三功率開關(guān)管的發(fā)射極、第三二極管的正極與第四功率開關(guān)管集電極、第四二極管負(fù)極相連并構(gòu)成所述FBSM模塊的另一端；第二功率開關(guān)管的發(fā)射極、第二二極管正極、第四功率開關(guān)管發(fā)射極、第四二極管正極均連接至電容的負(fù)極。

HBSM模塊是指半橋型子模塊，包括：電容、第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第一二極管、第二二極管；電容的正極與第一功率開關(guān)管集電極、第一二極管負(fù)極相連；第一功率開關(guān)管發(fā)射極、第一二極管正極與第二功率開關(guān)管集電極、第二二極管負(fù)極相連并構(gòu)成HBSM模塊的一端；第二功率開關(guān)管發(fā)射極、第二二極管正極均連接至電容的負(fù)極并構(gòu)成HBSM模塊的另一端。

第一功率開關(guān)管的基極、第二功率開關(guān)管的基極、第三功率開關(guān)管的基極、第四功率開關(guān)管的基極與PWM輸出模塊的輸出端相連，所述PWM輸出模塊用于輸出兩組電平的脈沖波，所述脈沖波能夠決定第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管、第四功率開關(guān)管的開啟與關(guān)閉。

本發(fā)明提供的LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器拓?fù)淙鐖D1所示，直流互聯(lián)變壓器用于連接電壓等級不同的LCC-HVDC和VSC-HVDC。一般LCC-HVDC電壓等級比VSC-HVDC更高，不考慮LCC側(cè)電壓極性，有U_dc2>U_dc1。該拓?fù)渖蠘虮塾蓸虮垭姼蠰_a和2n個FBSM(鏈?zhǔn)侥K串1)串聯(lián)而成，下橋臂由n個HBSM(鏈?zhǔn)侥K串2)串聯(lián)而成。橋臂中點(diǎn)通過一個電感L_f與VSC-HVDC連接。

其中，F(xiàn)BSM是指：全橋型子模塊(Full-bridge Submodule,FBSM)；HBSM是指半橋型子模塊(Half-bridge Submodule,HBSM)，具體電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

下面結(jié)合具體實(shí)施例對本發(fā)明中的技術(shù)方案做更加詳細(xì)的說明。

實(shí)施例1：

當(dāng)LCC-HVDC處于常態(tài)潮流工況下，其工作電壓為+U_dc2。在該運(yùn)行方式下，鏈?zhǔn)侥K串1的子模塊FBSM₁～FBSM_n中S₃和S₄全部閉鎖，且S₃被旁路開關(guān)旁路，此時FBSM₁～FBSM_n實(shí)際上轉(zhuǎn)化為HBSM。同時鏈?zhǔn)侥K串1的子模塊FBSM_(n+1)～FBSM_(2n)均被旁路開關(guān)旁路，因此鏈?zhǔn)侥K串1由2n個FBSM轉(zhuǎn)化為n個HBSM運(yùn)行，以減小導(dǎo)通損耗、提高LCC/VSC直流互聯(lián)變壓器的效率。此時運(yùn)行波形如圖3所示，令鏈?zhǔn)侥K串1和2工作在兩電平PWM模式下，開關(guān)周期均為T，占空比分別為(1-d)和d。鏈?zhǔn)侥K串串1輸出電壓u_Cl1相對于鏈?zhǔn)侥K串串2輸出電壓u_Cl2存在相移，移相占空比為d_s。圖3中u_Cl1和u_Cl2分別為鏈?zhǔn)侥K串1和2輸出電壓，u_La和u_Lf分別為電感L_a和L_f兩端的電壓，i₁、i₂和i₃分別為VSC側(cè)電流、下橋臂電流和LCC側(cè)電流，正方向均在圖1中標(biāo)出。

實(shí)施例2：

當(dāng)LCC-HVDC處于反轉(zhuǎn)潮流工況下，其工作電壓為-U_dc2，此時鏈?zhǔn)侥K串1中的所有FBSM均投入。此時的運(yùn)行波形如圖4所示。

以上對本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實(shí)施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在權(quán)利要求的范圍內(nèi)做出各種變化或修改，這并不影響本發(fā)明的實(shí)質(zhì)內(nèi)容。在不沖突的情況下，本申請的實(shí)施例和實(shí)施例中的特征可以任意相互組合。