本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種LCC諧振變換器PWM移相混合控制及效率優(yōu)化方法。

背景技術(shù)：

高頻化是現(xiàn)代電力電子技術(shù)的發(fā)展趨勢之一，實現(xiàn)高頻化可以提高系統(tǒng)功率密度，減小裝置的重量和體積。傳統(tǒng)PWM開關(guān)變換器都工作在強迫開通和關(guān)斷的硬開關(guān)狀態(tài)，由于電力電子開關(guān)器件的非理想特性，通常在電壓不為零的時候完成開通或者在電流不為零的時候完成關(guān)斷，造成開關(guān)器件開斷損耗較大、發(fā)熱較大。由于開關(guān)損耗和開關(guān)頻率成正比關(guān)系，因此當開關(guān)頻率提高的時候，開關(guān)器件的開斷損耗和發(fā)熱也會增大，甚至燒壞開關(guān)器件。另一方面隨著開關(guān)頻率的提高，系統(tǒng)的du/dt和di/dt也會提高，造成嚴重的電磁干擾。為解決上述問題，最早于上世紀80年代初的軟開關(guān)技術(shù)成為降低損耗提高效率的必要手段。

和傳統(tǒng)PWM型DC/DC變換器相比諧振變換器易于實現(xiàn)軟開關(guān)，可以降低損耗，有助于高頻化發(fā)展。另外，諧振變換器在負載開路或短路的極端情況下具有較好的負載特性，在眾多領(lǐng)域中得到廣泛應(yīng)用。LCC串并聯(lián)諧振變換器兼?zhèn)浯?lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點，具有較好的輸出電壓調(diào)節(jié)能力和負載短路保護能力。由于LCC串并聯(lián)諧振變換器能夠利用高頻變壓器的寄生參數(shù)，將其作為諧振回路的一部分，因此適用于高壓高頻場合。

諧振型開關(guān)變換器作為軟開關(guān)(ZVS)的一種，具有工作頻率高、損耗小、效率高、體積小等優(yōu)點。LCC諧振型開關(guān)變換器以其兼具能夠在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS開通，整流二極管的ZVS關(guān)斷的特點和便于磁集成、輸入電壓范圍寬等優(yōu)勢，在高頻開關(guān)領(lǐng)域獲得了廣泛的關(guān)注和應(yīng)用。

諧振變換器一般采用頻率控制或移相控制。頻率控制簡單可靠、易于實現(xiàn)，對于低階或高階諧振變換器具有廣泛適用性。其缺點主要表現(xiàn)為：為了調(diào)節(jié)輸出開關(guān)頻率需要在較大的范圍內(nèi)變化，這樣會造成顯著的電磁兼容問題，同時增加了濾波器的設(shè)計難度。移相控制解決了上述問題，其開關(guān)頻率恒定，通過調(diào)節(jié)占空比控制輸出電壓。通常開關(guān)頻率高于諧振頻率，此時諧振網(wǎng)絡(luò)呈感性。但移相控制的問題主要在于：當輸出功率較小時，需要增加開關(guān)頻率來保證開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)。一般情況下，為了滿足軟開關(guān)條件設(shè)定開關(guān)頻率略大于諧振頻率。開關(guān)頻率繼續(xù)增加會使諧振回路的功率因數(shù)降低，進而導(dǎo)致?lián)Q流增加，降低了諧振變換器的效率。換言之，傳統(tǒng)移相控制無法實現(xiàn)大范圍軟開關(guān)。

變換器諧振電流增大會帶來更多的導(dǎo)通損耗和更大的器件應(yīng)力，造成變換器效率降低。傳統(tǒng)移相控制下，減小諧振電流和保證ZVS實現(xiàn)是一對矛盾體，即優(yōu)化導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗是無法同時實現(xiàn)的，對其中一個方面進行優(yōu)化必然會破壞另一個方面的特性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，本發(fā)明提供一種LCC諧振變換器PWM移相混合控制及效率優(yōu)化方法，本發(fā)明可以提高控制的自由度，在維持指定輸出功率不變、保證ZVS實現(xiàn)的前提下，實現(xiàn)諧振電流最小化，提高變換器效率。

技術(shù)方案：為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為：

一種LCC諧振變換器PWM移相混合控制及效率優(yōu)化方法，包括順序執(zhí)行的以下步驟：

步驟一、對LCC諧振變換器的輸出電壓進行采樣獲得輸出電壓采樣值，將輸出電壓采樣值與參考值做差得到電壓差，將得到的電壓差作為電壓調(diào)節(jié)器的輸入，得到電壓調(diào)節(jié)器的輸出指令值c；

步驟二、對LCC諧振變換器的諧振電流進行采樣，經(jīng)過優(yōu)化算法得到兩個修正系數(shù)k₁、k₂；

步驟三、用修正公式計算獲得移相角θ和占空比d這2個指令值；

步驟四、將移相角θ和占空比d這2個指令值輸入PWM移相混合調(diào)制器，得LCC諧振變換器原邊四個開關(guān)管的驅(qū)動信號；

上述過程中，所述步驟二中優(yōu)化算法的計算流程為：

步驟(1)設(shè)定k₁的初始值為0，根據(jù)LCC諧振變換器的任意穩(wěn)態(tài)點P₀(θ₀，d₀)以及修正公式得到k₂的初始值；

步驟(2)同時增大k₁、k₂的值，判斷k₁、k₂增大后的移相角θ和占空比d是滿足更新條件；

步驟(3)若滿足更新條件則更新k₁、k₂的值，并得到新的移相角θ和占空比d，并重復(fù)步驟(2)，若不滿足更新條件則轉(zhuǎn)入步驟(4)；

步驟(4)減小k₂的值，判斷k₂減小后的移相角θ和占空比d是否滿足更新條件；

步驟(5)若不滿足條件則結(jié)束算法并輸出上次更新前的k₁、k₂的值，若滿足條件則更新k₂的值，并輸出k₁、k₂的值。

進一步的，在本發(fā)明中，步驟(2)、(4)中所述的滿足更新條件具體為同時滿足以下3個條件：

條件(1)、控制變量θ、d更新后，LCC諧振變換器的標幺化輸出功率P_n的波動不超過設(shè)定的閾值；

條件(2)、LCC諧振變換器的諧振電流的有效值減??；

條件(3)、滿足軟開關(guān)ZVS實現(xiàn)條件：φ_vi＝φ-φ_AB1≥10°；

其中：

φ_vi為LCC諧振變換器原邊輸出電壓V_AB和諧振電流i_r之間的相位角；

φ為LCC諧振變換器等效電路輸入阻抗角；

φ_AB1為LCC諧振變換器原邊輸出電壓V_AB的基波分量V_AB1的相位角。

進一步的，在本發(fā)明中，所述步驟四中PWM移相混合調(diào)制器對LCC諧振變換器的調(diào)制按照以下4個條件進行：

條件(1)、LCC諧振變換器的原邊超前橋臂上開關(guān)管S1和原邊超前橋臂下開關(guān)管S2互補導(dǎo)通，原邊滯后橋臂上開關(guān)管S3和原邊滯后橋臂下開關(guān)管S4互補導(dǎo)通；

條件(2)、原邊超前橋臂上開關(guān)管S1的占空比恒定，為50％；

條件(3)、三角載波幅值為1，頻率為2倍開關(guān)頻率；三角載波在第k個開關(guān)周期從2θ[k]/π開始計數(shù)，其中θ[k]為第k個開關(guān)周期的移相角，k為任意整數(shù)；

條件(4)、原邊滯后橋臂下開關(guān)管S4驅(qū)動信號在第k個周期初始階段為低電平，在第一個三角載波上升沿中當載波等于d[k]時翻轉(zhuǎn)成高電平，在隨后的三角載波下降沿中當三角載波等于d[k]時翻轉(zhuǎn)為低電平，d[k]為占空比指令值。

進一步的，在本發(fā)明中，更新條件涉及的條件(1)中，LCC諧振變換器的標幺化輸出功率P_n的計算公式為：

進一步的，在本發(fā)明中，所述條件(3)中，LCC諧振變換器等效輸入阻抗角φ及V_AB1的相位角φ_AB1的計算公式為：

其中：

A＝C_p/C_s為諧振電容比值；C_s、C_p分別為串、并聯(lián)諧振電容；

ω_s為開關(guān)角頻率；

ω_n為標幺化開關(guān)頻率；

α為副邊整流關(guān)斷角；

I_{r_rms}為諧振電流有效值；

V_o為輸出電壓。

有益效果：

(1)采用PWM移相混合控制，具有兩個控制量，提高了控制的自由度，使變換器的控制自由度增強。

(2)采用優(yōu)化算法計算得到調(diào)節(jié)系數(shù)，在維持指定輸出功率不變并保證ZVS實現(xiàn)的前提下，通過調(diào)節(jié)系數(shù)改變控制量的組合來使諧振電流達到最小，提高變換器效率。

附圖說明

圖1是本發(fā)明用于LCC諧振變換器的PWM移相混合控制原理圖；

圖2是本發(fā)明提出的混合控制效率優(yōu)化方法原理圖；

圖3是本發(fā)明方法的控制系統(tǒng)框圖；

圖4是本發(fā)明用于計算調(diào)節(jié)系數(shù)k₁、k₂的優(yōu)化算法流程圖；

圖5是本發(fā)明用于LCC諧振變換器的數(shù)字PWM移相混合調(diào)制器原理圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作更進一步的說明。

本發(fā)明提出一種LCC諧振變換器PWM移相混合控制及效率優(yōu)化方法，其控制系統(tǒng)框圖如圖3所示。主要步驟包括：

(1)對LCC諧振變換器的輸出電壓進行采樣，與參考值做差并作為電壓調(diào)節(jié)器的輸入，得到輸出c；

(2)對LCC諧振變換器的諧振電流進采樣，經(jīng)過優(yōu)化算法得到兩個修正系數(shù)k₁、k₂；

(3)用k₁、k₂對電壓調(diào)節(jié)器輸出指令值c進行計算及修正，得到PWM移相混合控制方法的2個指令值：移相角θ和占空比d；

(4)將移相角θ和占空比d指令值輸入PWM移相混合調(diào)制器，得到諧振變換器原邊四個開關(guān)管的驅(qū)動信號，如圖5所示。

本發(fā)明的一種LCC諧振變換器PWM移相混合控制及效率優(yōu)化方法，其PWM移相混合調(diào)制器實施例如圖1所示，每個開關(guān)周期為T_s，該調(diào)制方法按照滿足以下4個原則進行：

條件(1)、LCC諧振變換器的原邊超前橋臂上開關(guān)管S1和原邊超前橋臂下開關(guān)管S2互補導(dǎo)通，原邊滯后橋臂上開關(guān)管S3和原邊滯后橋臂下開關(guān)管S4互補導(dǎo)通；

條件(2)、原邊超前橋臂上開關(guān)管S1的占空比恒定，為50％；

條件(3)、三角載波幅值為1，頻率為2倍開關(guān)頻率；三角載波在第k個開關(guān)周期從2θ[k]/π開始計數(shù)，其中θ[k]為第k個開關(guān)周期的移相角，k為任意整數(shù)；

條件(4)、原邊滯后橋臂下開關(guān)管S4驅(qū)動信號在第k個周期初始階段為低電平，在第一個三角載波上升沿中當載波等于d[k]時翻轉(zhuǎn)成高電平，在隨后的三角載波下降沿中當三角載波等于d[k]時翻轉(zhuǎn)為低電平，d[k]為占空比指令值。

由圖1可知，當采用本發(fā)明提出的PWM移相混合控制時，LCC諧振變換器原邊輸出電壓V_AB的基波分量V_AB1為：

其中：

V_{AB1_m}和φ_AB1分別為V_AB1的幅值和相位角；

V_in為LCC諧振變換器的輸入直流電壓。

由式(1)可知：當(θ，d)＝(0，0.5)，即S4占空比為50％且與S1同相位時，V_{AB1_m}達到最大值如下：

LCC諧振變換器的輸入功率P_in可由以下公式求得：

其中:

I_{r_m}為諧振電流幅值；

Z_in為LCC諧振變換器的等效電路輸入阻抗；

φ為LCC諧振變換器等效電路輸入阻抗角。

LCC諧振變換器輸出功率P_o為

P_o＝P_in·η (4)

其中：

η為LCC諧振變換器的效率。

將式(3)代入式(4)可以得到LCC諧振變換器輸出功率P_o表達式

穩(wěn)態(tài)情況下，當V_AB1達到最大值時，LCC諧振變換器能夠向負載傳輸最大功率，因此輸出功率最大值為

忽略LCC諧振變換器輸出不同功率時效率的差異，則由式(1)、(5)以及(6)以得到LCC諧振變換器的標幺化輸出功率

對于LCC諧振變換器，一般設(shè)置開關(guān)頻率大于諧振頻率。在開關(guān)頻率較大的情況下，保證原邊所有開關(guān)管實現(xiàn)ZVS是提升變換器效率的主要途徑。而所有開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的必要條件主要為：在開關(guān)管導(dǎo)通前，串聯(lián)諧振電感為了開關(guān)管并聯(lián)電容放電儲存了足夠的能量；在導(dǎo)通時刻開關(guān)管自身反并聯(lián)二極管續(xù)流導(dǎo)通，諧振電流反向。結(jié)合圖1可以得到ZVS實現(xiàn)條件的表達式：

其中：

φ_vi為LCC諧振變換器原邊輸出電壓V_AB和諧振電流i_r之間的相位角；

φ為LCC諧振變換器等效電路輸入阻抗角；

φ_AB1為LCC諧振變換器原邊輸出電壓V_AB的基波分量V_AB1的相位角；

C_s、C_p分別為串、并聯(lián)諧振電容；

A＝C_p/C_s為諧振電容比值；

ω_s為開關(guān)角頻率；

ω_n為標幺化開關(guān)頻率；

α為副邊整流關(guān)斷角；

I_{r_rms}為諧振電流的有效值；

V_o為輸出電壓。

開關(guān)管ZVS的實現(xiàn)可以通過增大φ來保證，φ表征了諧振回路電流滯后電壓的程度。當電路參數(shù)確定后，只能靠提高開關(guān)頻率來增大φ，而開關(guān)頻率提升會很大程度上改變變換器的穩(wěn)態(tài)特性，增加了器件選型及其他各環(huán)節(jié)參數(shù)設(shè)計難度，還會導(dǎo)致更多的損耗。

實際中為了保證ZVS可以通過降低φ_AB1的方式來實現(xiàn)。本發(fā)明提出的PWM移相混合控制具有更高的控制自由度，移相角θ和占空比d共同決定了φ_AB1的特性。

PWM移相混合控制下標幺化諧振電流有效值的表達式為：

當控制量(θ，d)變化時，I_n和φ_AB1的變化規(guī)律相反。為了減小諧振電流而改變控制量會造成φ_AB1增加，由式(8)第一個式子可知這一變化會使ZVS域度減小，破壞LCC諧振變換器的ZVS特性。因此減小諧振電流和保證ZVS實現(xiàn)是一對矛盾體，即優(yōu)化導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗是無法同時是實現(xiàn)的，對其中一個方面進行優(yōu)化必然會破壞另一個方面的特性。因此，實際中在設(shè)計控制方法時應(yīng)對二者折衷處理。

為解決上述問題，本發(fā)明提出一種改進的PWM移相混合控制方法，在維持指定輸出功率不變、保證ZVS實現(xiàn)的前提下，通過改變控制量(θ，d)的組合來減小諧振電流，從而達到提高變換器效率的優(yōu)化目的。

結(jié)合圖2對該改進PWM移相混合控制的原理進行進一步詳細說明。圖中曲線為標幺化輸出功率P_n等高線。假設(shè)LCC諧振變換器處于某一穩(wěn)定狀態(tài)，對應(yīng)的控制量(θ_A，d_A)在圖中用A點表示，并以P_n＝0.6為例。優(yōu)化過程為：使控制量沿著當前等高線移動(即可保證輸出功率不變)，移動的方向是能夠使諧振電流減小的方向，如圖中箭頭所示。另一方面根據(jù)控制量的變化利用式(8)對ZVS條件進行實時判斷，當φ_AB1減小到一定程度后控制量停止移動，到達B點。該點對應(yīng)的控制量(θ_B，d_B)即為最優(yōu)控制點。當負載突變時輸出功率發(fā)生變化，控制量在電壓環(huán)作用下從當前等高線移動至另外一條等高線。通過算法控制(θ，d)只在線段OA及其延長線上移動于不同Pn等高線之間(圖中以輸出功率減小為例)，O為最大輸出功率點(θ，d)＝(0，0.5)。當LCC諧振變換器重新回到穩(wěn)定狀態(tài)后，重復(fù)上述穩(wěn)態(tài)優(yōu)化過程，即可達到最優(yōu)控制點C：(θ_C，d_C)。

圖3所示為本發(fā)明方法的控制系統(tǒng)框圖。首先對變換器的輸出電壓V_o進行采樣，與參考值的差e作為電壓調(diào)節(jié)器的輸入，得到輸出c；對變換器的諧振電流進采樣，經(jīng)過優(yōu)化算法得到兩個系數(shù)k₁、k₂；用k₁、k₂對電壓調(diào)節(jié)器輸出指令值c進行計算及修正，得到PWM移相混合控制方法的2個指令值：移相角θ和占空比d；將移相角和占空比指令值輸入PWM移相混合調(diào)制器，得到諧振變換器原邊四個開關(guān)管的驅(qū)動信號d₁、d₂、d₃、d₄。圖中V_in為輸入電壓，i_r為諧振電流，i_R為整流輸出電流，i_o為輸出電流。S1-S4為原邊開關(guān)管，L_r為諧振電容，C_s為串聯(lián)諧振電容，C_p為并聯(lián)諧振電容，Tr為變壓器，n為變壓器原副邊匝比，C_f為輸出濾波電容，R_L為負載。

為實現(xiàn)上述改進的PWM移相混合控制，本發(fā)明提出一種優(yōu)化算法，通過優(yōu)化算法計算得到兩個系數(shù)k₁、k₂，對電壓環(huán)的輸出指令c修正，得到PWM移相混合控制的兩個控制量(θ，d)。

指令值修正環(huán)節(jié)的主要任務(wù)首先是根據(jù)電壓調(diào)節(jié)器的輸出計算得到移相角指令值，起到對輸出電壓進行快速調(diào)節(jié)的作用；其次是計算占空比指令值，使控制點在穩(wěn)態(tài)或負載突變過程中都處在最大功率點(θ，d)＝(0，0.5)所在的直線上。由此可以得到指令值的修正公式：

其中k1、k2為修正系數(shù)。

本發(fā)明提出的優(yōu)化算法流程圖如圖4所示。

首先，假設(shè)LCC諧振變換器處于某一穩(wěn)態(tài)點P₀(θ₀，d₀)，k₁初始值為0，k₂初始值可通過將式(10)入式(7)計算得到。

依次增加k₁、k₂，k₁增加導(dǎo)致移相角指令值變大，k₂增加相當于增加了控制點和最大功率點所在直線的斜率，使計算得到的占空比指令值變大，二者同時增加使控制點朝著諧振電流減小的方向移動。增加的程度決定了系統(tǒng)的控制精度，實際中可根據(jù)具體需求進行設(shè)置。

然后依次對以下條件進行判斷：

(1)根據(jù)式(7)判斷控制量改變后P_n的波動是否超過閾值(1％)；

(2)由諧振電流采樣值計算得到其有效值，并判斷是否減?。?/p>

(3)根據(jù)式(1)和式(8)計算φ和φ_AB1并判斷是否滿足ZVS的實現(xiàn)條件，為保留一定裕量，本發(fā)明將ZVS的實現(xiàn)條件設(shè)定為：φ_vi≥10°

當以上3個條件同時滿足時，更新k₁、k₂的值并繼續(xù)增大，直至以上3個條件中有任意一個不滿足。

減小k₂的值并判斷是否同時滿足以上3個條件，若不滿足，則結(jié)束算法并輸出上次更新前k₁、k₂的值，若滿足則更新k₁、k₂并輸出，結(jié)束算法，通過式(10)得到最終的最優(yōu)控制點。

從上述的分析中可知，本發(fā)明提出的PWM移相混合控制能使系統(tǒng)快速達到穩(wěn)定，包括負載突變造成的輸出功率變化過程；且指令值優(yōu)化修正環(huán)節(jié)能在維持指定輸出功率不變、保證ZVS實現(xiàn)的前提下，通過改變控制量(θ，d)的組合使諧振電流最小化，從而達到提高變換器效率的優(yōu)化控制目標。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當指出：對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。