本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路及其控制方法。

背景技術(shù)：

270V航空高壓直流電源系統(tǒng)具有安全可靠、重量輕及節(jié)省電能等優(yōu)點(diǎn)，是現(xiàn)階段飛機(jī)供電系統(tǒng)的發(fā)展方向。為對某些機(jī)載28V用電設(shè)備供電，需要高降壓比DC/DC變換器。為了提高航空電氣系統(tǒng)的供電可靠性，相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)要求直流變換器具有2倍額定負(fù)載電流的過載能力，并具有持續(xù)5s輸出3倍額定負(fù)載電流的短路能力。

基于電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器，具有動態(tài)響應(yīng)快、過流保護(hù)等優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)變換器的輸出側(cè)發(fā)生短路時，電壓控制器的輸出電壓提供最大電流的限制信號，實(shí)現(xiàn)短路限流。但由于PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)含有積分環(huán)節(jié)，其延時特性使得電流控制器的輸出不能立即響應(yīng)短路時的負(fù)載階躍，因此在負(fù)載短路瞬間會造成很大的電流沖擊，影響系統(tǒng)的可靠性，甚至損壞功率器件。

為了能夠限制負(fù)載短路瞬間的電流沖擊，實(shí)現(xiàn)短路輸出功能，傳統(tǒng)的控制方法是在設(shè)計(jì)變換器的控制環(huán)路時盡量提升系統(tǒng)的閉環(huán)截止頻率，提高電流控制器的動態(tài)響應(yīng)速度，從而減小短路電流沖擊。但在實(shí)際應(yīng)用中，為了保證變換器在全輸入電壓范圍內(nèi)和全負(fù)載范圍內(nèi)的穩(wěn)定性，系統(tǒng)閉環(huán)截止頻率的提升受到很大的限制；另外，提升系統(tǒng)閉環(huán)截止頻率的方法只能在一定程度上減小短路電流沖擊，系統(tǒng)的可靠性仍面臨很大的威脅。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是針對背景技術(shù)中所涉及到的缺陷，提供一種抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路及其控制方法。

本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題采用于下技術(shù)方案：

一種抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路，包括功率級電路和控制電路；

所述功率級電路中包括主功率開關(guān)管、濾波電感和濾波電容；其中，所述主功率開關(guān)管用于接收所述功率級電路的輸入電壓V_in，產(chǎn)生一高頻離散電壓，所述濾波電感和濾波電容用于將所述高頻離散電壓整形為所述功率級電路的輸出電壓V_O；

所述控制電路中包括電壓采樣電路、電壓補(bǔ)償電路、最大電流限制電路、電流采樣電路、電流補(bǔ)償電路、輸出電壓前饋電路、加法電路和比較電路；

所述電壓采樣電路的輸入端輸入功率級電路的輸出電壓，輸出端和所述電壓補(bǔ)償電路的反向輸入端相連；所述電壓補(bǔ)償電路的同向輸入端和外部給定電壓基準(zhǔn)信號相連，輸出端和所述最大電流限制電路的輸入端相連；所述最大電流限制電路的輸出端和所述電流補(bǔ)償電路的同向輸入端相連；所述電流采樣電路的輸入端輸入功率級電路經(jīng)過濾波電感濾波后的電流，輸出端和所述電流補(bǔ)償電路的反向輸入端相連；所述電流補(bǔ)償電路的輸出端和所述加法電路的第一個輸入端相連；所述輸出電壓前饋電路的輸入端輸入功率級電路的輸出電壓，輸出端和所述加法電路的第二個輸入端相連；所述加法電路的輸出端和所述比較電路的同向輸入端相連；所述比較電路的反向輸入端和外部給定三角載波信號相連，輸出端和所述功率級電路中主功率開關(guān)管的控制端相連；

所述電壓采樣電路，用于產(chǎn)生一表征所述功率級電路中輸出電壓V_O的電壓采樣信號v_f；

所述電壓補(bǔ)償電路，用于接收所述電壓采樣信號v_f和外部給定電壓基準(zhǔn)信號v_ref，產(chǎn)生一電壓誤差信號，所述電壓誤差信號表征所述電壓基準(zhǔn)信號v_ref與輸電壓采樣信號v_f的差值；

所述最大電流限制電路，用于接收所述電壓補(bǔ)償電路產(chǎn)生的電壓誤差信號，產(chǎn)生一最大電流限制信號v_CV，同時作為所述電流補(bǔ)償電路的電流基準(zhǔn)信號；

所述電流采樣電路，用于產(chǎn)生一表征所述功率級電路中濾波電感電流的電流采樣信號i_f；

所述電流補(bǔ)償電路，用于接收所述電流基準(zhǔn)信號v_CV和所述電流采樣信號i_f，產(chǎn)生一電流誤差信號v_CA，所述電流誤差信號v_CA表征所述電流基準(zhǔn)信號v_CV與電流采樣信號i_f的差值；

所述輸出電壓前饋電路，用于接收所述功率級電路的輸出電壓V_O，產(chǎn)生一輸出電壓前饋信號k·V_O；

所述加法電路，用于接收所述電流誤差信號v_CA和所述輸出電壓前饋信號k·V_O，產(chǎn)生一調(diào)制信號v_e，所述調(diào)制信號v_e表征所述電流誤差信號v_CA與輸出電壓前饋信號k·V_O的加和；

所述比較電路，用于接收所述調(diào)制信號v_e和外部給定三角載波信號V_saw，經(jīng)比較產(chǎn)生一PWM信號用于控制所述功率級電路中主功率開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)。

作為本發(fā)明抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路進(jìn)一步的優(yōu)化方案，所述功率級電路為一獨(dú)立的電力電子變換器。

作為本發(fā)明抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路進(jìn)一步的優(yōu)化方案，所述功率級電路為級聯(lián)系統(tǒng)或并聯(lián)系統(tǒng)中的一級或一相電力電子變換器。

本發(fā)明還公開了一種基于該抑制電力電子變換器短路電流沖擊電路的控制方法，所述方法包括以下步驟：

步驟1)，所述輸出電壓前饋電路將所述功率級電路的輸出電壓V_O經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器K分壓后得到輸出電壓前饋信號k·V_O，其中，k為比例調(diào)節(jié)器K的電壓前饋值；

步驟2)，所述加法電路將所述電流補(bǔ)償電路輸出的電流誤差信號v_CA和步驟1中得到的輸出電壓前饋信號k·V_O相加得到調(diào)制信號v_e，其中v_e＝k·V_O+v_CA；

步驟3)，所述比較電路將步驟2)中得到的調(diào)制信號v_e與所述三角載波信號V_saw比較，得到PWM信號；

步驟4)，將步驟3)中得到的PWM信號送入所述功率級電路，以控制主功率開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)。

作為本發(fā)明公開的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的控制方法進(jìn)一步的優(yōu)化方案，步驟2)中所述電流誤差信號v_CA通過以下步驟得到：

步驟2.1)，所述電壓補(bǔ)償電路將所述電壓采樣電路輸出的電壓采樣信號v_f與電壓基準(zhǔn)信號v_ref比較得到電壓誤差信號；

步驟2.2)，所述最大電流限制電路將步驟2.1)中得到的電壓誤差信號經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器K_CV分壓后得到最大電流限制信號v_CV，同時作為所述電流補(bǔ)償電路的電流基準(zhǔn)信號；

步驟2.3)，所述電流補(bǔ)償電路將所述電流采樣電路輸出的電流采樣信號i_f與步驟2.2)中得到的電流基準(zhǔn)信號v_CV比較得到電流誤差信號v_CA。

本發(fā)明采用于上技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下技術(shù)效果：

1)有效抑制了電力電子變換器短路瞬間的電流沖擊，實(shí)現(xiàn)了短路輸出功能，提高了系統(tǒng)的可靠性；

2)提出的控制方法不會影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能。

應(yīng)當(dāng)理解，前述構(gòu)思以及在下面更加詳細(xì)地描述的額外構(gòu)思的所有組合只要在這樣的構(gòu)思不相互矛盾的情況下都可以被視為本公開的發(fā)明主題的一部分。另外，所要求保護(hù)的主題的所有組合都被視為本公開的發(fā)明主題的一部分。

結(jié)合附圖從下面的描述中可以更加全面地理解本發(fā)明教導(dǎo)的前述和其他方面、實(shí)施例和特征。本發(fā)明的其他附加方面例如示例性實(shí)施方式的特征和/或有益效果將在下面的描述中顯見，或通過根據(jù)本發(fā)明教導(dǎo)的具體實(shí)施方式的實(shí)踐中得知。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器的電路原理圖；

圖2為本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路原理圖；

圖3為傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器在負(fù)載短路前后的工作波形；

圖4為本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路在負(fù)載短路前后的工作波形；

圖5(a)、圖5(b)分別為本發(fā)明的系統(tǒng)控制框圖和經(jīng)過等效變換后的控制框圖；

圖6為本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路和傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器的環(huán)路增益對比圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的技術(shù)方案做進(jìn)一步的詳細(xì)說明：

圖1所示為傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器的電路原理圖。

本發(fā)明公開了一種抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路，包括功率級電路和控制電路；

所述功率級電路中包括主功率開關(guān)管、濾波電感和濾波電容；其中，所述主功率開關(guān)管用于接收所述功率級電路的輸入電壓V_in，產(chǎn)生一高頻離散電壓，所述濾波電感和濾波電容用于將所述高頻離散電壓整形為所述功率級電路的輸出電壓V_O；

所述控制電路中包括電壓采樣電路、電壓補(bǔ)償電路、最大電流限制電路、電流采樣電路、電流補(bǔ)償電路、輸出電壓前饋電路、加法電路和比較電路；

所述電壓采樣電路的輸入端輸入功率級電路的輸出電壓，輸出端和所述電壓補(bǔ)償電路的反向輸入端相連；所述電壓補(bǔ)償電路的同向輸入端和外部給定電壓基準(zhǔn)信號相連，輸出端和所述最大電流限制電路的輸入端相連；所述最大電流限制電路的輸出端和所述電流補(bǔ)償電路的同向輸入端相連；所述電流采樣電路的輸入端輸入功率級電路經(jīng)過濾波電感濾波后的電流，輸出端和所述電流補(bǔ)償電路的反向輸入端相連；所述電流補(bǔ)償電路的輸出端和所述加法電路的第一個輸入端相連；所述輸出電壓前饋電路的輸入端輸入功率級電路的輸出電壓，輸出端和所述加法電路的第二個輸入端相連；所述加法電路的輸出端和所述比較電路的同向輸入端相連；所述比較電路的反向輸入端和外部給定三角載波信號相連，輸出端和所述功率級電路中主功率開關(guān)管的控制端相連；

所述電壓采樣電路，用于產(chǎn)生一表征所述功率級電路中輸出電壓V_O的電壓采樣信號v_f；

所述電壓補(bǔ)償電路，用于接收所述電壓采樣信號v_f和外部給定電壓基準(zhǔn)信號v_ref，產(chǎn)生一電壓誤差信號，所述電壓誤差信號表征所述電壓基準(zhǔn)信號v_ref與輸電壓采樣信號v_f的差值；

所述最大電流限制電路，用于接收所述電壓補(bǔ)償電路產(chǎn)生的電壓誤差信號，產(chǎn)生一最大電流限制信號v_CV，同時作為所述電流補(bǔ)償電路的電流基準(zhǔn)信號；

所述電流采樣電路，用于產(chǎn)生一表征所述功率級電路中濾波電感電流的電流采樣信號i_f；

所述電流補(bǔ)償電路，用于接收所述電流基準(zhǔn)信號v_CV和所述電流采樣信號i_f，產(chǎn)生一電流誤差信號v_CA，所述電流誤差信號v_CA表征所述電流基準(zhǔn)信號v_CV與電流采樣信號i_f的差值；

所述輸出電壓前饋電路，用于接收所述功率級電路的輸出電壓V_O，產(chǎn)生一輸出電壓前饋信號k·V_O；

所述加法電路，用于接收所述電流誤差信號v_CA和所述輸出電壓前饋信號k·V_O，產(chǎn)生一調(diào)制信號v_e，所述調(diào)制信號v_e表征所述電流誤差信號v_CA與輸出電壓前饋信號k·V_O的加和；

所述比較電路，用于接收所述調(diào)制信號v_e和外部給定三角載波信號V_saw，經(jīng)比較產(chǎn)生一PWM信號用于控制所述功率級電路中主功率開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)。

所述功率級電路可以是一獨(dú)立的電力電子變換器，也可以是級聯(lián)系統(tǒng)或并聯(lián)系統(tǒng)中的一級或一相電力電子變換器。

本發(fā)明還公開了一種基于該抑制電力電子變換器短路電流沖擊電路的控制方法，所述方法包括以下步驟：

步驟1)，所述輸出電壓前饋電路將所述功率級電路的輸出電壓V_O經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器K分壓后得到輸出電壓前饋信號k·V_O，其中，k為比例調(diào)節(jié)器K的電壓前饋值；

步驟2)，所述加法電路將所述電流補(bǔ)償電路輸出的電流誤差信號v_CA和步驟1中得到的輸出電壓前饋信號k·V_O相加得到調(diào)制信號v_e，其中v_e＝k·V_O+v_CA；

步驟3)，所述比較電路將步驟2)中得到的調(diào)制信號v_e與所述三角載波信號V_saw比較，得到PWM信號；

步驟4)，將步驟3)中得到的PWM信號送入所述功率級電路，以控制主功率開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)。

上述步驟2)中所述電流誤差信號v_CA通過以下步驟得到：

步驟2.1)，所述電壓補(bǔ)償電路將所述電壓采樣電路輸出的電壓采樣信號v_f與電壓基準(zhǔn)信號v_ref比較得到電壓誤差信號；

步驟2.2)，所述最大電流限制電路將步驟2.1)中得到的電壓誤差信號經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器K_CV分壓后得到最大電流限制信號v_CV，同時作為所述電流補(bǔ)償電路的電流基準(zhǔn)信號；

步驟2.3)，所述電流補(bǔ)償電路將所述電流采樣電路輸出的電流采樣信號i_f與步驟2.2)中得到的電流基準(zhǔn)信號v_CV比較得到電流誤差信號v_CA。

圖2為本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路原理圖，其中，虛線框所示的是輸出電壓前饋部分。與圖1所示傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器相比，區(qū)別在于引入輸出電壓前饋電路，調(diào)制信號v_e變成輸出電壓前饋信號k·V_o和電流誤差信號v_CA的加和，即滿足：

v_e＝k·V_o+v_CA

此時主功率開關(guān)管Q的占空比D的表達(dá)式為：

當(dāng)變換器在正常負(fù)載條件下工作時，輸出電壓V_o、輸入電壓V_in與主功率開關(guān)管Q的占空比D滿足：

D＝f(V_in,V_o)

則調(diào)制信號v_e由輸出電壓前饋信號k·V_o和電流誤差信號v_CA兩部分構(gòu)成，且輸出電壓前饋信號k·V_o為主要成分。此時濾波電感L_f兩端的電壓v_L滿足伏秒平衡關(guān)系。

當(dāng)變換器的輸出測發(fā)生短路后，輸出電壓V_o接近0V，則輸出電壓前饋值k·V_o同時也變?yōu)?。此時調(diào)制信號v_e等于電流誤差信號v_CA，變換器主功率開關(guān)管Q的占空比D約為0。則有：

v_CA＝V_sL

聯(lián)立上述公式，可以得到輸出電壓前饋值k的表達(dá)式：

k＝f(V_saw,V_in)

圖4為本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路在負(fù)載短路前后的工作波形，從上至下依次為三角載波V_saw，調(diào)制信號v_e，主功率開關(guān)管Q的占空比D，濾波電感L_f兩端的電壓v_L以及濾波電感L_f的電流i_L。其中，V_sH、V_sL分別為三角載波V_saw的最大值和最小值。

結(jié)合圖4可知：本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路，當(dāng)變換器設(shè)置的前饋比例系數(shù)滿足上述公式時，在變換器短路前后，電流誤差信號v_CA基本保持不變。而輸出電壓前饋信號k·V_o在變換器短路后快速降為0，那么調(diào)制信號v_e在負(fù)載短路后發(fā)生驟變，旁路PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的延時影響，使得主功率開關(guān)管Q占空比D由原來的穩(wěn)態(tài)值即時修正為短路時穩(wěn)態(tài)值0。占空比的即時修正可以保證濾波電感L_f兩端電壓v_L的平均值基本為0，即滿足伏秒平衡。這樣一方面有效抑制了如圖3所示的短路瞬間由于電感單向磁化導(dǎo)致的電流沖擊，實(shí)現(xiàn)了短路輸出功能，提高了系統(tǒng)的可靠性；另一方面減少了兩個穩(wěn)態(tài)之間切換的暫態(tài)時間，改善了輸出側(cè)短路瞬間的性能。

圖3為傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器在負(fù)載短路前后的工作波形，從上至下依次為三角載波V_saw，電流誤差信號v_CA，主功率開關(guān)管Q的占空比D，濾波電感L_f兩端的電壓v_L以及濾波電感L_f的電流i_L。其中，V_sH、V_sL分別為三角載波V_saw的最大值和最小值。

為了說明所提出的控制方法不會影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能，現(xiàn)簡要分析如下：

圖5(a)、圖5(b)分別為本發(fā)明的系統(tǒng)控制框圖和經(jīng)過等效變換后的控制框圖，虛線框所示的是輸出電壓前饋環(huán)節(jié)，其中：G_ud(s)、G_id(s)分別為主功率開關(guān)管Q的占空比對輸出電壓濾波電感電流的傳遞函數(shù)；G_v(s)、G_i(s)分別為電壓調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)；H_v(s)、H_i(s)分別為輸出電壓電感電流的采樣系數(shù)；K為輸出電壓前饋系數(shù)；F_m(s)為調(diào)制器的傳遞函數(shù)；為輸出電壓的參考信號。

根據(jù)圖5(b)，傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器的電流環(huán)的環(huán)路增益T_i(s)為：

T_i(s)＝H_i(s)G_i(s)F_m(s)G_id(s)

電流環(huán)開環(huán)時電壓環(huán)的環(huán)路增益T(s)為：

T(s)＝K_CVH_v(s)G_v(s)[1+G_i(s)]F_m(s)G_ud(s)

電流環(huán)閉環(huán)時電壓環(huán)的環(huán)路增益T_v(s)為：

對于本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路，引入輸出電壓前饋后電流環(huán)閉環(huán)時電壓環(huán)的環(huán)路增益T_v1(s)為：

將所述電力電子變換器的G_ud(s)、G_id(s)、F_m(s)＝1/V_saw以及經(jīng)過設(shè)計(jì)的比列環(huán)節(jié)K_CV、H_v(s)、H_i(s)和補(bǔ)償環(huán)節(jié)G_v(s)、G_i(s)分別代入上述公式中，得到引入輸出電壓前饋前后系統(tǒng)的環(huán)路增益，如圖6所示，圖中實(shí)線是傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制的電力電子變換器的環(huán)路增益，虛線是本發(fā)明提出的抑制電力電子變換器短路電流沖擊的電路的環(huán)路增益?？梢钥闯?，引入輸出電壓前饋前后，系統(tǒng)的環(huán)路增益曲線基本重合，即提出的控制方法不會影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能。

本技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是，除非另外定義，這里使用的所有術(shù)語(包括技術(shù)術(shù)語和科學(xué)術(shù)語)具有與本發(fā)明所屬領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員的一般理解相同的意義。還應(yīng)該理解的是，諸如通用字典中定義的那些術(shù)語應(yīng)該被理解為具有與現(xiàn)有技術(shù)的上下文中的意義一致的意義，并且除非像這里一樣定義，不會用理想化或過于正式的含義來解釋。

以上所述的具體實(shí)施方式，對本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施方式而已，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。