本發(fā)明涉及無線能量傳輸領(lǐng)域，更具體地，涉及一種雙頻雙支路結(jié)構(gòu)的射頻整流電路。

背景技術(shù)：

無線電力傳輸(WPT)和空間太陽能發(fā)電系統(tǒng)(SSPS)提高了微波功率傳輸技術(shù)應(yīng)用的要求，無線電力傳輸(WPT)的概念早在二十世紀(jì)初首先由特斯拉提出，此后無線電力傳輸(WPT)技術(shù)得到了快速地發(fā)展和廣泛的應(yīng)用。

在無線傳感網(wǎng)和智能領(lǐng)域，射頻能量采集技術(shù)成為解決能量來源問題的關(guān)鍵；射頻能量采集技術(shù)收集周圍的電磁波并轉(zhuǎn)化為可用的電能，用于供電子設(shè)備進(jìn)行使用。因此射頻能量采集技術(shù)提高了電子設(shè)備的可行性和靈活性。傳統(tǒng)電子設(shè)備的主要問題一般是電池的壽命，在這一方面，射頻能量采集技術(shù)可以減少對(duì)電池能量的消耗甚至避免對(duì)電池的依賴。由于周圍環(huán)境中電磁資源豐富，充滿射頻能量，因而可從中獲取大量可靠可用的射頻（微波）能量，以供電子設(shè)備正常工作。但由于環(huán)境中電磁的功率密度非常小，因此需要設(shè)計(jì)一種能工作在多頻段、高效率的射頻整流電路。

整流電路用于把射頻交流信號(hào)能量轉(zhuǎn)換成直流能量，以實(shí)現(xiàn)無線能量采集的目的。整流電路的結(jié)構(gòu)較多，一般有單支路整流、多支路整流等，二極管整流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也較多，一般有單管結(jié)構(gòu)、倍壓器結(jié)構(gòu)等。整流電路的工作模式較多，一般有單頻段整流和多頻段整流。在無線能量采集的應(yīng)用中，往往需要滿足輸入功率低、能量轉(zhuǎn)換效率高、負(fù)載電壓高的要求，現(xiàn)有的整流電路難以同時(shí)滿足上述要求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明為解決以上現(xiàn)有技術(shù)的難題，提供了一種雙頻雙支路結(jié)構(gòu)的射頻整流電路，該整流電路設(shè)置有高頻段支路和低頻段支路，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)高頻段、低頻段射頻能量的收集，因此能夠達(dá)到提高能量利用率的效果。

為實(shí)現(xiàn)以上發(fā)明目的，采用的技術(shù)方案是：

一種雙頻雙支路結(jié)構(gòu)的射頻整流電路，包括輸入接頭，還包括高頻段支路和低頻段支路；

其中所述高頻段支路包括高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、高頻倍壓整流支路和高頻諧波抑制支路，其中高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端與輸入接頭連接，高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端與高頻倍壓整流支路的輸入端連接，高頻倍壓整流支路的輸出端與高頻諧波抑制支路的輸入端連接；

所述低頻段支路包括低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、低頻倍壓整流支路和低頻諧波抑制支路，其中低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端與輸入接頭連接，低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端與低頻倍壓整流支路的輸入端連接，低頻倍壓整流支路的輸出端與低頻諧波抑制支路的輸入端連接。

上述方案中，射頻整流電路通過輸入接頭與射頻源建立連接，高頻段支路對(duì)高頻段的射頻能量進(jìn)行整流，低頻段支路對(duì)低頻段的射頻能量進(jìn)行整流。其中高頻段支路和低頻段支路內(nèi)均分別設(shè)置有高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)用于進(jìn)行阻抗匹配，將高頻段支路的輸入阻抗和低頻段支路的輸入阻抗都匹配至100歐姆，兩支路并聯(lián)后輸入阻抗為50歐姆。而高頻段支路和低頻段支路內(nèi)的高頻倍壓整流支路和低頻倍壓整流支路采用倍壓結(jié)構(gòu)，由于上述兩個(gè)支路分別工作在兩個(gè)不同的頻段，兩支路末端的直流負(fù)載不能實(shí)現(xiàn)差分雙倍輸出電壓的效果，輸出電壓仍為單個(gè)整流支路的輸出電壓，但相比于傳統(tǒng)的單頻段差分結(jié)構(gòu)倍壓整流電路，本發(fā)明實(shí)現(xiàn)輸出同等大小電壓的同時(shí)，能夠?qū)蓚€(gè)頻段進(jìn)行整流。

優(yōu)選地，所述高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)包括短路枝節(jié)和傳輸線，其中短路枝節(jié)的一端與輸入接頭連接，短路枝節(jié)的另一端接地；傳輸線的一端與輸入接頭連接，傳輸線的另一端與高頻倍壓整流支路的輸入端連接。

優(yōu)選地，所述傳輸線采用U型結(jié)構(gòu)，所述短路枝節(jié)采用直線型結(jié)構(gòu)。

優(yōu)選地，所述低頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)包括短路枝節(jié)和傳輸線，其中短路枝節(jié)的一端與輸入接頭連接，短路枝節(jié)的的另一端接地；傳輸線的一端與輸入接頭連接，傳輸線的另一端與低頻倍壓整流支路的輸入端連接。

優(yōu)選地，所述短路枝節(jié)采用S型結(jié)構(gòu)，所述傳輸線采用直線型結(jié)構(gòu)。

上述方案中，高頻段支路和低頻段支路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)都采用短路枝節(jié)匹配方式，由于兩個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)的工作頻率不同，其短路枝節(jié)的寬度和長(zhǎng)度各不同，從而實(shí)現(xiàn)兩支路分別對(duì)不同頻段進(jìn)行整流。為了減少電路的尺寸，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)中的傳輸線采用了U型結(jié)構(gòu)、短路枝節(jié)采用S型結(jié)構(gòu)來代替直線型傳輸線結(jié)構(gòu)。

優(yōu)選地，所述高頻倍壓整流支路包括電容C1、電容C2、電容C3、二極管D1、二極管D2、二極管D3和二極管D4，其中高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端通過電容C1與二極管D1的陽極連接，二極管D1的陰極與高頻諧波抑制支路的輸入端連接；高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端通過電容C2與二極管D2的陽極連接，二極管D2的陰極與二極管D3的陽極連接，二極管D3的陰極與二極管D1的陽極連接；二極管D2的陰極通過電容C3接地；二極管D2的陽極與二極管D4的陰極連接，二極管D4的陽極接地。

優(yōu)選地，所述低頻倍壓整流支路包括電容C4、電容C5、電容C6、二極管D5、二極管D6、二極管D7和二極管D8，其中低頻高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端通過電容C4與二極管D5的陰極連接，二極管D5的陽極與低頻諧波抑制電路的輸入端連接；低頻高頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端通過電容C5與二極管D6的陰極連接，二極管D6的陽極與二極管D7的陰極連接，二極管D7的陽極與二極管D5的陰極連接；二極管D7的陰極通過電容C6接地；二極管D8的陽極與二極管D6的陰極連接，二極管D8的陰極接地。

上述方案中，高頻倍壓整流支路、低頻倍壓整流支路采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓的整流結(jié)構(gòu)，能實(shí)現(xiàn)四倍輸出電壓。

優(yōu)選地，所述高頻諧波抑制支路包括短路電容、第一扇形枝節(jié)和第二扇形枝節(jié)，短路電容的一端與高頻倍壓整流支路的輸出端連接，短路電容的另一端接地；所述第一扇形枝節(jié)和第二扇形枝節(jié)與高頻倍壓整流支路的輸出端連接。

優(yōu)選地，所述低頻諧波抑制支路包括短路電容、第三扇形枝節(jié)和第四扇形枝節(jié)，短路電容的一端與低頻倍壓整流支路的輸出端連接，短路電容的另一端接地；所述第三扇形枝節(jié)和第四扇形枝節(jié)與低頻倍壓整流支路的輸出端連接。

上述方案中，高頻段支路和低頻段支路的諧波抑制電路都采用并聯(lián)短路電容和兩個(gè)弧度為120度的扇形枝節(jié)進(jìn)行諧波抑制。由于兩支路工作在不同的頻段，兩個(gè)支路上的基頻不能互相抵消，因而需要對(duì)射頻能量的基頻、二次和三次諧波進(jìn)行抑制。上述并聯(lián)短路電容用于抑制基頻，兩個(gè)扇形枝節(jié)分別用于抑制二次和三次諧波。

優(yōu)選地，所述輸入接頭為SMA公母接頭。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

1、不同的支路采用不同的匹配網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)雙頻匹配效果，提高能量利用率；

2、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)中的傳輸線采用了U型結(jié)構(gòu)、短路枝節(jié)采用S型結(jié)構(gòu)來代替直線型傳輸線結(jié)構(gòu)，縮小電路尺寸，提高集成度；

3、支路采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓的整流結(jié)構(gòu)，提高直流負(fù)載輸出電壓；

4、采用并聯(lián)短路電容抑制基頻，縮小電路尺寸。

附圖說明

圖1為射頻整流電路的原理圖。

圖2為射頻整流電路的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為射頻整流電路的等效電路圖。

圖4為射頻整流電路的S11參數(shù)曲線圖。

圖5為射頻整流電路的能量轉(zhuǎn)換效率曲線圖。

具體實(shí)施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對(duì)本專利的限制；

以下結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步的闡述。

實(shí)施例1

雙頻雙支路結(jié)構(gòu)的射頻整流電路的原理如圖1所示，由特性阻抗為50歐姆的微帶線作為信號(hào)輸入端，并分成100歐姆的高頻段支路和低頻段支路。兩個(gè)支路都包括短路枝節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)、兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路和諧波抑制支路。由于兩個(gè)支路的匹配網(wǎng)絡(luò)工作于兩個(gè)不同的頻段，因此射頻能量經(jīng)過輸入端后，高頻段能量主要進(jìn)入高頻段支路，低頻段能量主要進(jìn)入低頻段支路。經(jīng)過兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流后需要進(jìn)行諧波抑制，以濾除輸出電壓中高次諧波成分。一個(gè)支路的兩級(jí)級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流產(chǎn)生四倍輸出電壓，兩個(gè)支路的整流頻段不同，直流負(fù)載的輸出電壓仍為四倍輸出電壓。

如圖2、3所示，雙頻雙支路結(jié)構(gòu)的射頻整流電路，包括輸入接頭、高頻段支路、低頻段支路和直流負(fù)載電阻，所述高頻段支路包括高頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1、兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路3和高頻段的諧波抑制支路5，所述低頻段支路包括低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2、兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路4和低頻段的諧波抑制支路6。其中輸入接頭的輸出端分別與高頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1和低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2的輸入端連接，高頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1的輸出端與兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路3的輸入端連接，兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路3的輸出端與高頻段的諧波抑制支路5的輸入端連接；低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2的輸出端與兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路4的輸入端連接，兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路4的輸出端與低頻段的諧波抑制支路6的輸入端連接；高頻段的諧波抑制支路6的輸出端與低頻段的諧波抑制支路5的輸出端之間跨接直流負(fù)載電阻7。

在具體的實(shí)施過程中，如圖2、3所示，所述兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路3包括電容C1、電容C2、電容C3、二極管D1、二極管D2、二極管D3和二極管D4，其中高頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1的輸出端通過電容C1與二極管D1的陽極連接，二極管D1的陰極與高頻段的諧波抑制支路5的輸入端連接；阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1的輸出端通過電容C2與二極管D2的陽極連接，二極管D2的陰極與二極管D3的陽極連接，二極管D3的陰極與二極管D1的陽極連接；二極管D2的陰極通過電容C3接地；二極管D2的陽極與二極管D4的陰極連接，二極管D4的陽極接地。所述兩級(jí)級(jí)聯(lián)倍壓整流支路4包括電容C4、電容C5、電容C6、二極管D5、二極管D6、二極管D7和二極管D8，其中低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2的輸出端通過電容C4與二極管D5的陰極連接，二極管D5的陽極與低頻段的諧波抑制支路6的輸入端連接；低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2的輸出端通過電容C5與二極管D6的陰極連接，二極管D6的陽極與二極管D7的陰極連接，二極管D7的陽極與二極管D5的陰極連接；二極管D7的陰極通過電容C6接地；二極管D8的陽極與二極管D6的陰極連接，二極管D8的陰極接地。

在具體的實(shí)施過程中，如圖2所示，所述高頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)1包括短路枝節(jié)11和傳輸線12，低頻段的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)2包括短路枝節(jié)21和傳輸線22；所述高頻段的諧波抑制電路5包括短路電容51、第一扇形枝節(jié)52和第二扇形枝節(jié)53，低頻段的諧波抑制電路6包括短路電容61、第三扇形枝節(jié)62和第四扇形枝節(jié)63；其中短路枝節(jié)11采用直線型結(jié)構(gòu)，傳輸線12采用U型結(jié)構(gòu)，短路枝節(jié)21采用S型結(jié)構(gòu)，傳輸線22采用直線型結(jié)構(gòu)。

在本實(shí)施例中，上述射頻整流電路的兩個(gè)整流支路的工作頻率分別為875MHz和1.83GHz。對(duì)上述射頻整流電路的S11參數(shù)和能量轉(zhuǎn)換效率進(jìn)行了測(cè)試，具體測(cè)試的結(jié)果如圖4、5所示。由圖4可知，整流電路的工作頻率分別在875MHz和1.83GHz，回波損耗（S11）都達(dá)到局部最小，也即阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)能夠在兩個(gè)工作頻率上實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，能量輸入實(shí)現(xiàn)最大化。由圖5可知，能量轉(zhuǎn)換效率在兩個(gè)工作頻率上達(dá)到最高，實(shí)現(xiàn)雙頻段的整流效果。

顯然，本發(fā)明的上述實(shí)施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式的限定。對(duì)于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動(dòng)。這里無需也無法對(duì)所有的實(shí)施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。