本發(fā)明涉及一種直流-直流電能變換裝置，具體涉及適用于高壓、大功率應(yīng)用場合下隔離型三電平直流變換裝置的控制方法。

背景技術(shù)：

隨著新能源發(fā)電、高壓直流輸電、船舶電力推進(jìn)、高速鐵路電氣等相關(guān)技術(shù)的飛速發(fā)展，適用于高壓、電氣隔離、大功率應(yīng)用場合的三電平全橋直流變換裝置引起了越來越多的關(guān)注。三電平全橋直流變換裝置，采用低壓快速開關(guān)管的串聯(lián)，解決了高壓大功率場合下開關(guān)管電壓應(yīng)力過高，損耗過大，器件難以選擇，成本過高，開關(guān)頻率過低等問題，提高了電力變換的效率、功率密度和經(jīng)濟(jì)性，在很多場合下已得到廣泛應(yīng)用。

三電平全橋直流變換裝置中，由于器件、線路的分散性，兩個(gè)串聯(lián)的開關(guān)管及其驅(qū)動(dòng)不可避免存一定的差異性，需要額外施加一定地均壓措施來保證兩個(gè)串聯(lián)開關(guān)管承擔(dān)的電壓應(yīng)力一致和串聯(lián)分壓電容的中點(diǎn)電壓平衡，即保證器件的均壓，都為輸入電壓的一半，以保證器件的安全性和可靠性。目前，常見的器件串聯(lián)均壓技術(shù)包括功率端均壓技術(shù)和柵極驅(qū)動(dòng)端均壓技術(shù)，其中功率端均壓技術(shù)是在主電路上增加RC緩沖電路、二極管箝位電路、飛跨電容等，隨著電壓等級(jí)的提高，該均壓技術(shù)造成的費(fèi)用和損耗都將增加。柵極驅(qū)動(dòng)端均壓技術(shù)則是通過在器件的驅(qū)動(dòng)電路上增加電容、二極管、電阻等箝位電路，來實(shí)現(xiàn)串聯(lián)器件的均壓控制。由于高壓大功率應(yīng)用場合下，開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)電路往往采用器件供應(yīng)商提供的標(biāo)準(zhǔn)成熟可靠電路，且和開關(guān)器件集成在一起，接口固定，新引入的柵極驅(qū)動(dòng)均壓電路勢必造成驅(qū)動(dòng)電路的改造成本較高，此外，該均壓電路中分立元件較多，對(duì)元件的一致性要求很高，篩選成本和工作量較大。

因此，盡量減小硬件電路，從控制上來保證串聯(lián)器件的均壓和中點(diǎn)電壓平衡是當(dāng)前電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)三電平全橋電路存在的上述問題，本發(fā)明提出了一種用于三電平全橋直流變換裝置的中點(diǎn)電壓平衡方法。本發(fā)明的中點(diǎn)電壓平衡方法，可以省去三電平全橋電路中的飛跨電容，同時(shí)實(shí)現(xiàn)兩個(gè)串聯(lián)開關(guān)管的均壓和輸入分壓電容的中點(diǎn)電壓平衡，保證器件的安全性，從而可以選擇低電壓定額的器件來滿足高壓場合的需求，有利于提高裝置的開關(guān)頻率，減小體積、重量和成本。

具體而言，本發(fā)明提供一種用于三電平全橋直流變換裝置的中點(diǎn)電壓平衡方法，所述三電平全橋直流變換裝置包括：第一輸入分壓電容C_in1、第二輸入分壓電容C_in2、第一開關(guān)管Q₁、第二開關(guān)管Q₂、第三開關(guān)管Q₃、第四開關(guān)管Q₄、第五開關(guān)管Q₅、第六開關(guān)管Q₆、第七開關(guān)管Q₇和第八開關(guān)管Q₈、第一整流二極管D_R1、第二整流二極管D_R2、第三整流二極管D_R3、第四整流二極管D_R4、第一箝位二極管D_c1、第二箝位二極管D_c2、第三箝位二極管D_c3、第四箝位二極管D_c4、隔直電容C_b、諧振電感L_r、變壓器T、濾波電感L_f、輸出濾波電容C_f，其特征在于，所述三電平全橋直流變換裝置不包含連接在第一箝位二極管D_c1陰極和第二箝位二極管D_c2陽極兩端的飛跨電容，也不包含連接在第三箝位二極管D_c3陰極和第四箝位二極管D_c4陽極兩端的飛跨電容，所述第一輸入分壓電容C_in1和第二輸入分壓電容C_in2串聯(lián)連接在直流輸入電壓U_in之間，其中點(diǎn)為O，所述第一輸入分壓電容C_in1的正極和負(fù)極分別連接在直流輸入電壓U_in正極與中點(diǎn)O之間，所述第二輸入分壓電容C_in2的正極和負(fù)極連接在中點(diǎn)O與直流輸入電壓U_in負(fù)極之間，所述直流輸入電壓U_in正極還連接至第一開關(guān)管Q₁的集電極和第五開關(guān)管Q₅的集電極，所述直流輸入電壓U_in負(fù)極還連接至第四開關(guān)管Q₄的發(fā)射極和第八開關(guān)管Q₈的發(fā)射極，所述第一開關(guān)管Q₁的發(fā)射極分別連接至第二開關(guān)管Q₂的集電極和第一箝位二極管D_c1的陰極，所述第五開關(guān)管Q₅的發(fā)射極分別連接至所述第六開關(guān)管Q₆的集電極和所述第三箝位二極管D_c3的陰極，所述第一箝位二極管D_c1的陽極、第二箝位二極管D_c2的陰極、第三箝位二極管D_c3的陽極和第四箝位二極管D_c4的陰極都連接至中點(diǎn)O，所述第二開關(guān)管Q₂的發(fā)射極分別連接至第三開關(guān)管Q₃的集電極和諧振電感L_r的第一端，L_r的第二端連接至變壓器T的原邊第一端，所述第六開關(guān)管Q₆的發(fā)射極分別連接至第七開關(guān)管Q₇的集電極和隔直電容C_b的第一端，隔直電容C_b的第二端連接至變壓器T的原邊第二端，所述第三開關(guān)管Q₃的發(fā)射極分別連接至第二箝位二極管D_c2的陽極和第四開關(guān)管Q₄的集電極，所述第七開關(guān)管Q₇的發(fā)射極分別連接至第四箝位二極管D_c4的陽極和第八開關(guān)管Q₈集電極，

變壓器T的副邊第一端分別連接至第一整流二極管D_R1陽極和第二整流二極管D_R2的陰極，變壓器T的副邊第二端分別連接至第三整流二極管D_R3的陽極和第四整流二極管D_R4的陰極，第一整流二極管D_R1的陰極分別連接第三整流二極管D_R3的陰極和濾波電感L_f的第一端，電感L_f的第二端連接至輸出濾波電容C_f的正極，并作為輸出電壓的正極，第二整流二極管D_R2的陽極分別連接第四整流二極管D_R4的陽極和輸出濾波電容C_f的負(fù)極，并作為輸出電壓的負(fù)極，

所述控制方法包括下述步驟：

(1)、分別將用于控制第一至第八開關(guān)管的控制信號(hào)G₁、G₂、……、G₈輸送至三電平全橋直流變換裝置中相應(yīng)開關(guān)管Q₁、Q₂、……、Q₈，其中，控制信號(hào)G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間固定為小于1/2開關(guān)周期的一預(yù)定時(shí)間段——固定時(shí)間T_固，控制信號(hào)G₁、G₄、G₅、G₈的初始導(dǎo)通時(shí)間小于所述固定時(shí)間T_固約2-5微秒，

(2)、設(shè)置所述控制信號(hào)G₂、G₃、G₆、G₇使得內(nèi)管第二開關(guān)管Q₂和第三開關(guān)管Q₃互補(bǔ)導(dǎo)通，第六開關(guān)管Q₆和第七開關(guān)管Q₇互補(bǔ)導(dǎo)通。

(3)、設(shè)置所述控制信號(hào)G₁、G₂、……、G₈使得第一開關(guān)管Q₁、第二開關(guān)管Q₂、第七開關(guān)管Q₇和第八開關(guān)管Q₈同時(shí)導(dǎo)通，第三開關(guān)管Q₃、第三開關(guān)管Q4、第五開關(guān)管Q₅和第六開關(guān)管Q₆同時(shí)導(dǎo)通；

(4)、采樣獲得直流輸入電壓U_in正極與中點(diǎn)O之間的第一電容電壓u_Cin1以及中點(diǎn)O與直流輸入電壓U_in負(fù)極之間的第二電容電壓u_Cin2；

(5)、判斷第一電容電壓u_Cin1與第二電容電壓u_Cin2之間的大小關(guān)系；

(6)、當(dāng)u_Cin1>u_Cin2時(shí)，同時(shí)增加控制信號(hào)G₁和G₈的導(dǎo)通時(shí)間，或者同時(shí)減少控制信號(hào)G₄和G₅的導(dǎo)通時(shí)間，導(dǎo)通時(shí)間變化量Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中，Δv為u_Cin1和u_Cin2的電壓偏差，其等于u_Cin1–u_Cin2，對(duì)輸入電容電壓偏差Δv進(jìn)行比例積分，kp和ki為對(duì)輸入電容電壓偏差Δv進(jìn)行比例積分所采用的比例和積分系數(shù)；

(7)、當(dāng)u_Cin1<u_Cin2時(shí)，同時(shí)減小控制信號(hào)G₁和G₈的導(dǎo)通時(shí)間，或者同時(shí)增加控制信號(hào)G₄和G₅的導(dǎo)通時(shí)間，導(dǎo)通時(shí)間變化量同樣為Δt＝Δv×(kp+ki/s)；

(8)、控制信號(hào)G₁和G₈的最終導(dǎo)通時(shí)間等于T_on+Δt，控制信號(hào)G₄和G₅的最終導(dǎo)通時(shí)間等于T_on–Δt，其中，T_on由輸出電壓給定與輸出電壓反饋的誤差調(diào)節(jié)信號(hào)得到，大小為T_on＝(U_oref–U_o)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref為輸出電壓給定信號(hào)，U_o為輸出電壓反饋信號(hào)，其中，對(duì)輸出電壓給定與輸出電壓反饋的誤差進(jìn)行比例積分，kp₁和ki₁為對(duì)輸出電壓給定與輸出電壓反饋的誤差進(jìn)行比例積分所采用的比例和積分系數(shù)；

(9)、對(duì)控制信號(hào)G₁、G₄、G₅、G₈最終的最大導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行限幅，保證導(dǎo)通時(shí)間都一直小于控制信號(hào)G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間。

采用上述控制策略，三電平全橋直流變換裝置中并聯(lián)在箝位二極管D_c1陰極和D_c2陽極兩端的飛跨電容，并聯(lián)在箝位二極管D_c3陰極和D_c4陽極兩端的飛跨電容，都可以取消。

所述帶中點(diǎn)電壓平衡控制方法的優(yōu)點(diǎn)在于：

(1)不需要復(fù)雜的硬件電路，就可保證串聯(lián)開關(guān)管的均壓，皆承受一半的輸入電壓，有效降低器件的電壓應(yīng)力，保證其安全性；

(2)不需要復(fù)雜的硬件電路，就可保證輸入分壓電容的均壓，皆承受一半的輸入電壓，進(jìn)一步保證串聯(lián)開關(guān)管的均壓和中點(diǎn)電壓平衡；

(3)可以省去傳統(tǒng)三電平全橋直流變換電路中的飛跨電容，解決飛跨電容電壓控制復(fù)雜、空載電壓失衡和體積較大的問題，有利于簡化電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提高電路的可靠性和降低成本；

(4)有利于選擇低壓快速的開關(guān)器件，提高開關(guān)頻率，降低整個(gè)裝置的體積、重量和成本；

(5)控制方法簡單，有效，且易實(shí)現(xiàn)。

附圖說明

圖1是采用本發(fā)明的無飛跨電容型三電平全橋直流變換裝置的主電路圖；

圖2是本發(fā)明的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)示意圖；

圖3是本發(fā)明中導(dǎo)通時(shí)間調(diào)節(jié)的控制示意圖；

圖4是本發(fā)明不帶電容電壓偏差調(diào)節(jié)的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)示意；

圖5是一種現(xiàn)有技術(shù)的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)示意圖；

圖6是圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用本發(fā)明實(shí)施例的輸入分壓電容電壓和串聯(lián)開關(guān)管電壓波形；

圖7是圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用圖4驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)的輸入分壓電容電壓和串聯(lián)開關(guān)管電壓波形；

圖8是圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用圖5現(xiàn)有技術(shù)的輸入分壓電容電壓和串聯(lián)開關(guān)管電壓波形。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明。

圖1是本發(fā)明方法所用于控制的無飛跨電容型三電平全橋直流變換裝置的主電路圖。如圖1所示，該電路中取消了飛跨電容，主要包括：第一輸入分壓電容C_in1和第二輸入分壓電容C_in2；第一開關(guān)管Q₁、第二開關(guān)管Q₂、第三開關(guān)管Q₃、第四開關(guān)管Q₄、第五開關(guān)管Q₅、第六開關(guān)管Q₆、第七開關(guān)管Q₇和第八開關(guān)管Q₈；第一整流二極管D_R1、第二整流二極管D_R2、第三整流二極管D_R3、第四整流二極管D_R4；第一箝位二極管D_c1、第二箝位二極管D_c2、第三箝位二極管D_c3、第四箝位二極管D_c4；隔直電容C_b；諧振電感L_r；變壓器T；濾波電感L_f；輸出濾波電容C_f。圖1中輸入分壓電容上+、–、O表征三電平全橋直流變換裝置的輸入直流母線正極、負(fù)極和中點(diǎn)，u_Cin1和u_Cin2分別為第一輸入分壓電容和第二輸入分壓電容兩端的電壓。

圖2示出了本發(fā)明實(shí)施例中的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)的時(shí)序圖，其中G₁、G₂、……、G₈分別為輸送至三電平全橋直流變換裝置中相應(yīng)開關(guān)管Q₁、Q₂、……、Q₈的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)，其中Q₁、Q₄、Q₅和Q₈為裝置中的外管，Q₂、Q₃、Q₆和Q₇為裝置中的內(nèi)管。圖2所示驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)的具體時(shí)序?yàn)椋篏₁與G₂同時(shí)開通，G₁較G₂提前關(guān)斷，即G₁與G₂上升沿重合，G₁較G₂下降沿超前，類似的，G₄與G₃上升沿重合，G₄較G₃下降沿超前，G₅與G₆上升沿重合，G₅較G₆下降沿超前，G₈與G₇上升沿重合，G₈較G₇下降沿超前。圖2中驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)G₁、G₂、G₇、G₈同樣為同時(shí)開通，上升沿重合，驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)G₃、G₄、G₅、G₆為同時(shí)開通，上升沿重合，且滿足G₄與G₁的開通時(shí)刻相差1/2個(gè)開關(guān)周期，G₅與G₈的開通時(shí)刻相差1/2個(gè)開關(guān)周期，G₂與G₃的開通時(shí)刻相差1/2個(gè)開關(guān)周期，G₆與G₇的開通時(shí)刻相差1/2個(gè)開關(guān)周期。此外，圖2所示控制信號(hào)還滿足G₂和G₃互補(bǔ)導(dǎo)通，即G₂為高電平時(shí)，G₃必為低電平，G₂為低電平時(shí)，G₃必為高電平，不存在G₂和G₃同為高電平的時(shí)間，類似的，G₆和G₇也互補(bǔ)導(dǎo)通。圖2所示控制信號(hào)中，G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間為T_固，為一小于1/2開關(guān)周期的固定值，G₁、G₄、G₅、G₈的導(dǎo)通時(shí)間由兩部分組成，一部分為T_on，另一部分為圖中陰影區(qū)域部分所示的Δt，即最終導(dǎo)通時(shí)間等于T_on+Δt或T_on–Δt，需要說明的是，G₁、G₄、G₅、G₈的最終導(dǎo)通時(shí)間依然需要保證小于G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間為T_固。

圖3是本發(fā)明中導(dǎo)通時(shí)間調(diào)節(jié)的控制示意圖，由于圖2中已述內(nèi)管驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間固定為T_固，因此圖3中只給出外管驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)G₁、G₄、G₅、G₈導(dǎo)通時(shí)間調(diào)節(jié)的示意圖。圖3中，驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)G₁、G₄、G₅、G₈導(dǎo)通時(shí)間由兩部分組成，一部分由輸出電壓給定和反饋的誤差經(jīng)過輸出電壓反饋比例積分控制器得到，記為T_on＝(U_oref–U_of)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref為輸出電壓給定信號(hào)，U_of為輸出電壓U_o的采樣反饋信號(hào)，kp₁和ki₁為輸出電壓反饋比例積分控制器的比例和積分系數(shù)；G₁、G₄、G₅、G₈導(dǎo)通時(shí)間的另一部分是由電容電壓偏差Δv＝u_Cin1–u_Cin2經(jīng)電容電壓偏差比例積分控制器得到，記為Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中kp和ki為電容電壓偏差比例積分控制器中的比例和積分系數(shù)。圖3中控制信號(hào)G₁、G₈最終的導(dǎo)通時(shí)間記為T_on1＝T_on+Δt，G₄、G₅最終的導(dǎo)通時(shí)間記為T_on2＝T_on–Δt。為了保證器件的均壓性能，T_on1和T_on2還需進(jìn)行限幅處理，保證其最大值都小于G₂、G₃、G₆、G₇的固定導(dǎo)通時(shí)間T_固。

圖4是本發(fā)明實(shí)施例中不帶電容電壓偏差調(diào)節(jié)的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)示意圖。在圖4所示的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)中，控制信號(hào)G₁、G₄、G₅、G₈的導(dǎo)通時(shí)間僅由輸出電壓給定和反饋的誤差經(jīng)過輸出電壓反饋比例積分控制器得到，不會(huì)隨電容電壓偏差再進(jìn)行進(jìn)一步地調(diào)節(jié)，即沒有圖2所示的陰影區(qū)域，其它部分和圖2相同。

圖5是現(xiàn)有技術(shù)的一種驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)示意圖。在圖5所示驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)中，所有驅(qū)動(dòng)信號(hào)的導(dǎo)通時(shí)間都相等，都固定為T_固，通過調(diào)節(jié)內(nèi)管和外管控制信號(hào)的相位差Φ來保證輸出電壓穩(wěn)定。

圖6給出了圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用本發(fā)明實(shí)施例后的主要波形示意圖，從上到下依次為外管Q₁和內(nèi)管Q₂的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集電極—發(fā)射極兩端電壓波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，輸入分壓電容兩端電壓波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用本發(fā)明實(shí)施例后，串聯(lián)開關(guān)管Q₁和Q₂集電極—發(fā)射極兩端電壓以及輸入分壓電容電壓都保持相等，均為輸入電壓的一半，保證了串聯(lián)器件的均壓和中點(diǎn)電壓平衡。

圖7是圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用圖4驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)的主要波形示意圖，從上到下的波形與圖6一致，分別為外管Q₁和內(nèi)管Q₂的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集電極—發(fā)射極兩端電壓波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，輸入分壓電容兩端電壓波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用圖3所示不帶電容電壓偏差調(diào)節(jié)的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)后，串聯(lián)開關(guān)管Q₁和Q₂集電極—發(fā)射極兩端電壓和輸入分壓電容電壓無法保持相等，有一個(gè)大于一半的輸入電壓，另外一個(gè)小于一半的輸入電壓，串聯(lián)器件的均壓和分壓電容的中點(diǎn)電壓平衡都無法保證。

圖8是圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用圖5現(xiàn)有技術(shù)后的主要波形示意圖，從上到下的波形與圖6一致，分別為外管Q₁和內(nèi)管Q₂的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)波形G₁、G₂，Q₁和Q₂的集電極—發(fā)射極兩端電壓波形u_{ce_Q1}、u_{ce_Q2}，輸入分壓電容兩端電壓波形u_cin1和u_cin2，可以看出，采用圖5所示驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)后，串聯(lián)開關(guān)管Q₁和Q₂集電極—發(fā)射極兩端電壓和輸入分壓電容電壓都已完全發(fā)生了偏離，串聯(lián)的每個(gè)器件，包括開關(guān)管和輸入分壓電容，都需要承受整個(gè)輸入電壓，電壓應(yīng)力過高，嚴(yán)重影響到器件的安全性和可靠性，也不利于降低成本和提高開關(guān)頻率。

采用本發(fā)明實(shí)施例的主電路參數(shù)為：輸入電壓U_in＝1200VDC；輸出電壓U_o＝900VDC；輸出電流I_o＝330A；輸入分壓電容C_in1＝C_in2＝1450μF；輸出濾波電容C_f＝750μF；變壓器T的變比為1：1；諧振電感L_r＝12μH；隔直電容C_b＝150μF；濾波電感L_f＝450μH；開關(guān)管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆、Q₇和Q₈皆為IGBT；整流二極管D_R1、D_R2、D_R3和D_R4皆為快恢復(fù)二極管；箝位二極管D_c1、D_c2、D_c3、D_c4皆為快恢復(fù)二極管。

本發(fā)明實(shí)施例對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路的參數(shù)為：開關(guān)頻率f_s＝10kHz；開關(guān)周期T_s＝100μs；死區(qū)時(shí)間1μs；內(nèi)管G₂、G₃、G₆、G₇的導(dǎo)通時(shí)間固定為49μs；外管G₁、G₄、G₅、G₈的最大導(dǎo)通時(shí)間限制為45μs；調(diào)節(jié)時(shí)間Δt的最大值限定為2μs，。