本公開實(shí)施例涉及電子電路領(lǐng)域，具體地，涉及一種直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路和方法。

背景技術(shù)：

隨著片上系統(tǒng)以及手機(jī)各個(gè)模塊對(duì)大電流輸出的需求，直流降壓型穩(wěn)壓器需要在輕載與重載的情況下都具有較高的效率。

為了在輕載時(shí)提高效率，比較常用的輕載控制模式是脈沖間躍調(diào)制(Pulse Skip Modulation，PSM)控制模式。PSM電流型控制模式的控制原理如圖1所示，該原理圖針對(duì)的是直流降壓型穩(wěn)壓器的buck的上管為PMOS、下管為NMOS。其工作原理如下：

脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)模式的工作環(huán)路為：buck的輸出電壓Vout經(jīng)過由C1、R1與R2構(gòu)成的反饋網(wǎng)絡(luò)后得到反饋電壓VFB；反饋電壓VFB被輸入給運(yùn)算放大器EA，與buck輸出電壓的基準(zhǔn)信號(hào)Vref進(jìn)行比較，比較得到的輸出電壓調(diào)制信號(hào)VC通過由C2、C3與R3構(gòu)成的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后與斜波采樣信號(hào)Vramp進(jìn)行比較，比較器PWMCMP的輸出信再通過驅(qū)動(dòng)器來驅(qū)動(dòng)buck的功率開關(guān)管。

PSM模式的工作環(huán)路為：在VC信號(hào)之前的控制回路與PWM模式相同。當(dāng)負(fù)載電流降低時(shí)，VC信號(hào)隨之降低。當(dāng)VC信號(hào)小于VrefPSM信號(hào)時(shí)，通過比較器PSMCMP后，將產(chǎn)生PSM控制信號(hào)。當(dāng)PSM＝1時(shí)，buck工作在PFM模式，否則buck工作在PWM模式。在PFM狀態(tài)時(shí)，buck將以PWM頻率開啟幾次，當(dāng)buck的輸出電壓高于閾值電壓后，buck將停止開關(guān)，處于放電狀態(tài)。負(fù)載電流越大，開啟的次數(shù)越多，反之，開啟的次數(shù)則越少。

上述方案的缺點(diǎn)在于，PSM控制模式實(shí)際上是PWM模式的斷續(xù)工作模式。在PSM模式時(shí)，PWM工作所需的各個(gè)模塊處于使能狀態(tài)，因此不能最大化地優(yōu)化效率。其次，PSM輕載模式的每一次開關(guān)頻率與PWM模式相同，只是根據(jù)負(fù)載變化改變了開啟的次數(shù)而已。因此，紋波根據(jù)負(fù)載變化及開啟次數(shù)的變化將有所不同。輸出電壓紋波將產(chǎn)生抖動(dòng)，產(chǎn)生次諧波分量。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本公開實(shí)施例的目的是提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路和方法，能夠解決現(xiàn)有技術(shù)中的上述問題。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本公開實(shí)施例提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負(fù)載提供電流的感性元件，該電路包括：

三角波發(fā)生器，用于在三角波發(fā)生器使能信號(hào)使能時(shí)產(chǎn)生三角波；

采樣單元，用于對(duì)所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進(jìn)行采樣；

脈沖頻率調(diào)制控制單元，用于在第一條件滿足時(shí)控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，在所述峰值電流大于預(yù)設(shè)峰值電流閾值時(shí)控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預(yù)設(shè)參考電壓且一個(gè)三角波充放電周期完成；

同步單元，用于使所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件充電開始的時(shí)刻同步。

根據(jù)本公開實(shí)施例的又一方面，提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括上述脈沖頻率調(diào)制控制電路。

根據(jù)本公開實(shí)施例的又一方面，提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負(fù)載提供電流的感性元件，該方法包括：

對(duì)所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進(jìn)行采樣；

在第一條件滿足時(shí)控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，其中所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件充電開始的時(shí)刻同步，所述三角波發(fā)生器用于在所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)使能時(shí)產(chǎn)生三角波；

在所述峰值電流大于預(yù)設(shè)峰值電流閾值時(shí)控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，

其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預(yù)設(shè)參考電壓且一個(gè)三角波充放電周期完成。

上述技術(shù)方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時(shí)，使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件充電開始的時(shí)刻同步，并限制感性元件的峰值電流不能超過預(yù)設(shè)峰值電流閾值，來達(dá)到輕載時(shí)PFM控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關(guān)頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負(fù)載電流閾值。且由于輸出電流的開關(guān)頻率會(huì)隨負(fù)載電流線性增大，繼而紋波會(huì)線性變小，在整個(gè)PFM模式下不會(huì)產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與感性元件充電開始的時(shí)刻同步，則能夠解決在某些負(fù)載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導(dǎo)致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

本公開實(shí)施例的其他特征和優(yōu)點(diǎn)將在隨后的具體實(shí)施方式部分予以詳細(xì)說明。

附圖說明

附圖是用來提供對(duì)本公開實(shí)施例的進(jìn)一步理解，并且構(gòu)成說明書的一部分，與下面的具體實(shí)施方式一起用于解釋本公開實(shí)施例，但并不構(gòu)成對(duì)本公開實(shí)施例的限制。在附圖中：

圖1是現(xiàn)有PSM控制模式的原理示意圖；

圖2是直流降壓型穩(wěn)壓器中的buck結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3是根據(jù)本公開實(shí)施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路的示意框圖；

圖4是根據(jù)本公開實(shí)施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的三角波發(fā)生器的示意電路圖；

圖5是根據(jù)本公開實(shí)施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的脈沖頻率調(diào)制控制單元的示意電路圖；

圖6是根據(jù)本公開實(shí)施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的同步單元的示意電路圖；

圖7是根據(jù)本公開實(shí)施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元的示意電路圖；

圖8示出了100mA負(fù)載下PFM控制模式的仿真結(jié)果；

圖9示出了負(fù)載變化過程中PFM控制模式的仿真結(jié)果；

圖10是根據(jù)本公開一種實(shí)施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法的流程圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖對(duì)本公開實(shí)施例的具體實(shí)施方式進(jìn)行詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解的是，此處所描述的具體實(shí)施方式僅用于說明和解釋本公開實(shí)施例，并不用于限制本公開實(shí)施例。

本公開實(shí)施例提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負(fù)載提供電流的感性元件。圖2示出了該直流降壓型穩(wěn)壓器所驅(qū)動(dòng)的buck功率開關(guān)管及其被動(dòng)控制元件的示意電路圖。如圖2所示，PFM模式下得到的PFM控制信號(hào)經(jīng)過驅(qū)動(dòng)器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通斷。當(dāng)M11導(dǎo)通、M12斷開時(shí)，感性元件L充電，從而為由電容器C和電阻器R構(gòu)成的負(fù)載供電；當(dāng)M11斷開、M12導(dǎo)通時(shí)，感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)。另外，PWM模式下得到的PWM控制信號(hào)也通過驅(qū)動(dòng)器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通斷。

本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解的是，圖2僅是示例。實(shí)際上，本公開實(shí)施例中所述的直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路適用于驅(qū)動(dòng)任何類型的buck結(jié)構(gòu)。

以下詳細(xì)描述根據(jù)本公開實(shí)施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路。如圖3所示，該電路可以包括：

三角波發(fā)生器301，用于在三角波發(fā)生器使能信號(hào)使能時(shí)產(chǎn)生三角波；

采樣單元302，用于對(duì)所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進(jìn)行采樣；

脈沖頻率調(diào)制控制單元303，用于在第一條件滿足時(shí)控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，在所述峰值電流大于預(yù)設(shè)峰值電流閾值時(shí)控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預(yù)設(shè)參考電壓且一個(gè)三角波充放電周期完成；

同步單元304，用于使所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件充電開始的時(shí)刻同步。

上述技術(shù)方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時(shí)，使三角波發(fā)生器301的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件L(圖2所示)充電開始的時(shí)刻同步，并限制感性元件L的峰值電流不能超過預(yù)設(shè)峰值電流閾值，來達(dá)到輕載時(shí)脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation，PFM)控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關(guān)頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負(fù)載電流閾值。且由于輸出電流的開關(guān)頻率會(huì)隨負(fù)載電流線性增大，繼而紋波會(huì)線性變小，在整個(gè)PFM模式下不會(huì)產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器301的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與感性元件L充電開始的時(shí)刻同步，則能夠解決在某些負(fù)載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導(dǎo)致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實(shí)施方式中，當(dāng)直流降壓型穩(wěn)壓器處于重載狀態(tài)時(shí)，其工作在PWM模式中，此時(shí)三角波發(fā)生器使能信號(hào)一直處于使能狀態(tài)中，因此三角波發(fā)生器301能夠產(chǎn)生連續(xù)的三角波。所產(chǎn)生的三角波信號(hào)會(huì)與基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比較以得到對(duì)例如圖2所示的buck結(jié)構(gòu)進(jìn)行控制的PWM控制信號(hào)。而當(dāng)直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時(shí)，所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件L充電開始的時(shí)刻同步，這使得三角波發(fā)生器301產(chǎn)生斷續(xù)的三角波。

在一種可能的實(shí)施方式中，三角波發(fā)生器301的電路結(jié)構(gòu)可以如圖4所示，可以包括：

由第一半導(dǎo)體開關(guān)S11、第三半導(dǎo)體開關(guān)S13和電容器C1串聯(lián)形成的充電回路，所述電容器C1兩端的電壓作為所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri，所述第三半導(dǎo)體開關(guān)S13的通斷由所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)PFM_ch_ctl控制；

由第二半導(dǎo)體開關(guān)S12、所述第三半導(dǎo)體開關(guān)S13和所述電容器C1串聯(lián)形成的放電回路；

所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri與三角波高電壓閾值vh作為第二比較器CMP2的輸入信號(hào)，所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri與三角波低電壓閾值vl作為第一比較器CMP1的輸入信號(hào)，所述第一比較器CMP1的輸出信號(hào)vl_th1和所述第二比較器CMP2的輸出信號(hào)vh_th1作為RS觸發(fā)器RS1的輸入信號(hào)，所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號(hào)vcharge用于控制所述第一半導(dǎo)體開關(guān)S11和所述第二半導(dǎo)體開關(guān)S12不同時(shí)處于導(dǎo)通狀態(tài)。

通過圖4所示的三角波發(fā)生器電路結(jié)構(gòu)，當(dāng)直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PWM模式下時(shí)，三角波發(fā)生器使能信號(hào)PFM_ch_ctl會(huì)控制第三半導(dǎo)體開關(guān)S13一直處于導(dǎo)通狀態(tài)(例如，若第三半導(dǎo)體開關(guān)S13是NMOS管，則三角波發(fā)生器使能信號(hào)PFM_ch_ctl等于1，也即一直為高電平)，以保證充放電回路的閉合，以便能夠?qū)﹄娙萜鰿1進(jìn)行連續(xù)的充放電，產(chǎn)生連續(xù)的三角波信號(hào)vtri。而且優(yōu)選地，所述充電回路和所述放電回路的電流大小相等，也即充電電流Ich與放電電流Idisch大小相等。另外，三角波高電壓閾值vh和三角波低電壓閾值vl的目的是為了限制所產(chǎn)生的三角波的峰峰值。

另外，三角波發(fā)生器301的充放電頻率由RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號(hào)vcharge來控制。其中，如果第一半導(dǎo)體開關(guān)S11和第二半導(dǎo)體開關(guān)S12的導(dǎo)電類型相同，則可以例如用vcharge信號(hào)來控制第二半導(dǎo)體開關(guān)S12，用vcharge的反相信號(hào)vchargeB來控制第一半導(dǎo)體開關(guān)S11。而如果第一半導(dǎo)體開關(guān)S11和第二半導(dǎo)體開關(guān)S12的導(dǎo)電類型不同，則可以例如用vcharge信號(hào)來同時(shí)控制第二半導(dǎo)體開關(guān)S12和第一半導(dǎo)體開關(guān)S11。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述脈沖頻率調(diào)制控制單元303的電路結(jié)構(gòu)可以如圖5所示，可以包括：

感性元件L的峰值電流Isample與所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值PFM_lim作為第四比較器CMP4的輸入信號(hào)，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB與所述預(yù)設(shè)參考電壓Vref作為第三比較器CMP3的輸入信號(hào)，電源信號(hào)VDD作為第一D觸發(fā)器D1的輸入信號(hào)，所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號(hào)vcharge的反相信號(hào)vchargeB作為所述第一D觸發(fā)器D1的時(shí)鐘信號(hào)；

所述第四比較器CMP4的輸出信號(hào)S1、所述第一D觸發(fā)器D1的Q輸出信號(hào)S2和所述第三比較器CMP3的輸出信號(hào)S3相與之后，經(jīng)過將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的器件M1的處理和反相處理后與脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN相與，相與后的輸出信號(hào)作為第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號(hào)，所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN使能時(shí)使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制模式、不使能時(shí)使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進(jìn)入脈寬調(diào)制模式；

所述第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號(hào)PFM經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的器件M2的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN相與，相與后的信號(hào)作為所述第一D觸發(fā)器D1的清零端輸入信號(hào)；

所述第四比較器CMP4的輸出信號(hào)S1經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變化上升脈沖信號(hào)的器件M3的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN相與，相與后的信號(hào)作為所述第二D觸發(fā)器D2的時(shí)鐘信號(hào)，所述電源信號(hào)VDD為所述第二D觸發(fā)器D2的輸入信號(hào)。

通過圖5所示的脈沖頻率調(diào)制控制單元303的電路結(jié)構(gòu)可知，第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號(hào)PFM決定了直流降壓型穩(wěn)壓器處于PFM控制模式時(shí)buck的上下管的開關(guān)狀態(tài)。以圖2所示的buck結(jié)構(gòu)為例，當(dāng)PFM＝1時(shí)，對(duì)應(yīng)于上管M11斷開、下管M12導(dǎo)通，即感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)；反之，PFM＝0時(shí)，對(duì)應(yīng)于上管M11導(dǎo)通、下管M12斷開，則感性元件L處于充電狀態(tài)。在非PFM模式(也即PWM控制模式)時(shí)，即PFM_EN＝0，第二D觸發(fā)器D2始終處于清零狀態(tài)。由上述描述可知，使得感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)，需要滿足第四比較器的輸出信號(hào)S1經(jīng)歷由1到0的過程，即Isample電流采樣信號(hào)由小于PFM_lim變?yōu)榇笥赑FM_lim，這樣S1信號(hào)在經(jīng)過反相器及模塊M3后將在第二D觸發(fā)器D2的時(shí)鐘信號(hào)CK端產(chǎn)生一個(gè)上升沿信號(hào)，此時(shí)第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號(hào)為1，因此將使得PFM＝1。

要想使感性元件L處于充電狀態(tài)，則需要讓第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號(hào)為零。滿足這一條件需要滿足：第四比較器的輸出信號(hào)S1、第一D觸發(fā)器的輸出信號(hào)S2和第三比較器的輸出信號(hào)S3中，有兩個(gè)輸出信號(hào)為1，另外一個(gè)輸出信號(hào)則由0變?yōu)?。這樣，三個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過邏輯與門后，將產(chǎn)生一個(gè)上升沿信號(hào)；再經(jīng)過M1模塊，將上升沿信號(hào)轉(zhuǎn)換成上升脈沖信號(hào)；最后經(jīng)過反相器后，在第二D觸發(fā)器D2的清零端RN產(chǎn)生負(fù)脈沖輸入信號(hào)。其中，S1＝1，表明PFM_lim>Isample；S2＝1，表明三角波發(fā)生器301已完成一個(gè)充放電周期；S3＝1，表明VFB<Vref。

因此，在第二D觸發(fā)器D2的清零端RN產(chǎn)生負(fù)脈沖存在著三種組合：

(1)S1＝1，S2＝1，S3由0變?yōu)?。這對(duì)應(yīng)于buck結(jié)構(gòu)的上PMOS管的峰值采樣電流Isample低于預(yù)設(shè)峰值電流閾值PFM_lim，一個(gè)三角波充放電周期已經(jīng)完成，此時(shí)出現(xiàn)了直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預(yù)設(shè)參考電壓Vref，因此此時(shí)將對(duì)感性元件L充電；

(2)S1＝1，S3＝1，S2由0變?yōu)?。這對(duì)應(yīng)于buck結(jié)構(gòu)的上PMOS管的峰值采樣電流Isample低于預(yù)設(shè)峰值電流閾值PFM_lim，直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預(yù)設(shè)參考電壓Vref，一個(gè)三角波充放電周期剛好完成，即RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號(hào)的反相信號(hào)vchargeB由0變?yōu)?；

(3)S2＝1，S3＝1，S1由0變?yōu)?。這對(duì)應(yīng)于一個(gè)三角波充放電周期已經(jīng)完成，直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預(yù)設(shè)參考電壓Vref，buck結(jié)構(gòu)的上PMOS管的峰值采樣電流Isample在大于PFM_lim后，將使得PFM＝1，此時(shí)Isample將下降，當(dāng)其值低于PFM_lim后，第四比較器的輸出信號(hào)S1將由0變?yōu)?。

圖6示出了同步單元304的示例電路圖。其中，所述同步單元304可以包括第三D觸發(fā)器D3，其中：

所述電源信號(hào)VDD作為所述第三D觸發(fā)器D3的輸入信號(hào)；

所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號(hào)vcharge的反相信號(hào)vchargeB作為所述第三D觸發(fā)器D3的時(shí)鐘信號(hào)；

所述第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號(hào)PFM經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的器件M4的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN相與，相與后的信號(hào)作為所述第三D觸發(fā)器D3的清零端輸入信號(hào)；

所述第三D觸發(fā)器D3的QN輸出信號(hào)作為所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)PFM_ch_ctl。

通過圖6所示的同步單元304的電路示意圖能夠看出，在直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PWM控制模式時(shí)，PFM_EN＝0，因此PFM_ch_ctl＝1，此時(shí)三角波發(fā)生器301中的第三半導(dǎo)體開關(guān)S13始終處于導(dǎo)通狀態(tài)，使得三角波發(fā)生器301能夠產(chǎn)生連續(xù)的三角波，從而不會(huì)影響正常的三角波充放電。在直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PFM控制模式時(shí)，在PFM由高變低時(shí)，即buck結(jié)構(gòu)的上PMOS管導(dǎo)通時(shí)刻，PFM信號(hào)通過M4模塊產(chǎn)生正脈沖信號(hào)，該信號(hào)經(jīng)過反相器后與PFM_EN信號(hào)相與在第三D觸發(fā)器D3的清零端RN輸入負(fù)脈沖信號(hào)，因此第三D觸發(fā)器D3被清零，使得PFM_ch_ctl＝1。此時(shí)三角波發(fā)生器301開始充電。當(dāng)vchargeB信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)正脈沖信號(hào)時(shí)，表明一個(gè)三角波充放電周期完成，此時(shí)將斷開三角波充電路徑，即此時(shí)PFM_ch_ctl＝0。因此，通過圖6所示的同步單元304的電路示意圖，可以實(shí)現(xiàn)三角波發(fā)生器使能信號(hào)PFM_ch_ctl開始使能的時(shí)刻與所述感性元件L充電開始的時(shí)刻同步，能夠解決在某些負(fù)載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導(dǎo)致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述脈沖頻率調(diào)制控制電路還可以包括脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元，此時(shí)所述采樣單元302還可以用于對(duì)所述脈寬調(diào)制模式下的均值電流進(jìn)行采樣。

圖7示出了脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元的電路示意圖，其可以包括第五比較器CMP5、第六比較器CMP6、反相器INV1和與門AND1，其中，采樣單元302采樣到的均值電流Isense轉(zhuǎn)換得到的均值電壓V_Isense和預(yù)設(shè)均值電壓閾值V_{th_PFM}作為所述第五比較器CMP5的輸入信號(hào)，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB和比所述預(yù)設(shè)參考電壓Vref低的預(yù)設(shè)電壓值VFB_lev1作為所述第六比較器CMP6的輸入信號(hào)，所述第六比較器CMP6的輸出信號(hào)經(jīng)過反相器INV1反相后與所述第五比較器CMP5的輸出信號(hào)在與門AND1處相與，得到所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)PFM_EN。

通過圖7所示的電路示意圖，V_{th_PFM}為進(jìn)入PFM控制模式的閾值電壓，VFB_lev1是一個(gè)比預(yù)設(shè)參考電壓Vref略低的值。當(dāng)V_Isense小于V_{th_PFM}時(shí)，第五比較器CMP5的輸出信號(hào)為1，且在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)VFB_lev1小于VFB，因此PFM_EN＝1，從而使直流降壓型穩(wěn)壓器進(jìn)入PFM控制模式。當(dāng)VFB小于VFB_lev1時(shí)，第六比較器CMP6的輸出信號(hào)為1，因此PFM_EN＝0，也即當(dāng)負(fù)載電流大于峰值限流對(duì)應(yīng)的電流均值時(shí)，由于最大開關(guān)頻率的限定，此時(shí)感性元件L不能輸出足夠的能量給負(fù)載，因此VFB會(huì)下降，從而跳出PFM控制模式。另外，通過設(shè)定預(yù)設(shè)均值電壓閾值V_{th_PFM}的大小，使其對(duì)應(yīng)的進(jìn)入PFM模式的電流均值低于跳出PFM模式時(shí)的電流均值，此遲滯窗口保證了不會(huì)在某一負(fù)載狀態(tài)下在PFM模式與PWM模式之間進(jìn)行反復(fù)切換。

圖8示出了100mA負(fù)載下PFM控制模式的仿真結(jié)果。仿真結(jié)果中，vtri表示三角波發(fā)生器輸出信號(hào)，IL表示感性元件L的電流，PFM表示PFM控制模式下控制buck功率開關(guān)管通斷的信號(hào)，PFM_ch_ctl表示三角波發(fā)生器使能信號(hào)。從仿真結(jié)果中可以看出，在輕載狀態(tài)時(shí)，vtri信號(hào)與IL信號(hào)的開始時(shí)刻保持同步。此例中，IL的峰值電流被限制在2A左右，因此上管M11每次在達(dá)到峰值電流閾值2A后，將斷開上管M11、導(dǎo)通下管M12，使感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)。在一個(gè)三角波充放電周期結(jié)束后，vtri信號(hào)將始終處于低電平閾值，直到下一次感性元件充電開始，三角波發(fā)生器將開始下一個(gè)充電周期。

圖9示出了負(fù)載變化過程中PFM控制模式的仿真結(jié)果，其中負(fù)載從20mA變化到2A。

圖9中，vtri為三角波發(fā)生器的輸出信號(hào)，IL為感性元件L的電流，Vout為直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓，Iload為負(fù)載電流，PFM_EN為PFM模式使能信號(hào)。PFM_EN＝1，表明直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PFM控制模式。從圖中可以看出，在負(fù)載從小變大的過程中，IL感性元件電流的開啟頻率上升，vtri的開啟頻率也隨之上升，且兩者保持同步。當(dāng)負(fù)載電流變大時(shí)，開啟頻率變快，導(dǎo)致紋波變小。在雙箭頭標(biāo)明的t1時(shí)刻，由于負(fù)載電流Iload大于峰值限流對(duì)應(yīng)的均值電流輸出，因此輸出電壓Vout開始下降，當(dāng)其低于預(yù)設(shè)值后，PFM_EN＝0，跳出PFM控制模式，進(jìn)入PWM控制模式。從仿真結(jié)果中可以看出，在t1時(shí)刻時(shí)，開關(guān)頻率為PWM頻率，即PFM工作模式的最大頻率。從圖中可以直觀地看出，此時(shí)的紋波值等于PWM模式下的紋波值。在知道峰值電流大小及電流峰峰值的前提下，即可得出其均值電流。此電流即為從PFM模式跳出到PWM模式的閾值點(diǎn)。

本公開實(shí)施例還提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括上面描述的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路。

本公開實(shí)施例中提到的直流降壓型穩(wěn)壓器可以用于手機(jī)芯片中的電源管理模塊。

本公開實(shí)施例還提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負(fù)載提供電流的感性元件，如圖10所示，該方法可以包括以下步驟：

在步驟S1001中，對(duì)所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進(jìn)行采樣；

在步驟S1002中，在第一條件滿足時(shí)控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，其中所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件充電開始的時(shí)刻同步，所述三角波發(fā)生器用于在所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)使能時(shí)產(chǎn)生三角波；其中，所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預(yù)設(shè)參考電壓且一個(gè)三角波充放電周期完成。

在步驟S1003中，在所述峰值電流大于預(yù)設(shè)峰值電流閾值時(shí)控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)。

上述技術(shù)方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時(shí)，使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件充電開始的時(shí)刻同步，并限制感性元件的峰值電流不能超過預(yù)設(shè)峰值電流閾值，來達(dá)到輕載時(shí)PFM控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關(guān)頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負(fù)載電流閾值。且由于輸出電流的開關(guān)頻率會(huì)隨負(fù)載電流線性增大，繼而紋波會(huì)線性變小，在整個(gè)PFM模式下不會(huì)產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與感性元件充電開始的時(shí)刻同步，則能夠解決在某些負(fù)載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導(dǎo)致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述三角波發(fā)生器包括：

由第一半導(dǎo)體開關(guān)、第三半導(dǎo)體開關(guān)和電容器串聯(lián)形成的充電回路，所述電容器兩端的電壓作為所述三角波發(fā)生器的輸出電壓，所述第三半導(dǎo)體開關(guān)的通斷由所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)控制；

由第二半導(dǎo)體開關(guān)、所述第三半導(dǎo)體開關(guān)和所述電容器串聯(lián)形成的放電回路；

所述三角波發(fā)生器的輸出電壓與三角波高電壓閾值作為第二比較器的輸入信號(hào)，所述三角波發(fā)生器的輸出電壓與三角波低電壓閾值作為第一比較器的輸入信號(hào)，所述第一比較器和所述第二比較器的輸出信號(hào)作為RS觸發(fā)器的輸入信號(hào)，所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)用于控制所述第一半導(dǎo)體開關(guān)和所述第二半導(dǎo)體開關(guān)不同時(shí)處于導(dǎo)通狀態(tài)。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述充電回路和所述放電回路的電流大小相等。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述在第一條件滿足時(shí)控制所述感性元件處于充電狀態(tài)和所述在所述峰值電流大于預(yù)設(shè)峰值電流閾值時(shí)控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)的步驟通過脈沖頻率調(diào)制控制單元來實(shí)現(xiàn)，所述脈沖頻率調(diào)制控制單元包括：

所述峰值電流與所述預(yù)設(shè)峰值電流閾值作為第四比較器的輸入信號(hào)，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與所述預(yù)設(shè)參考電壓作為第三比較器的輸入信號(hào)，電源信號(hào)作為第一D觸發(fā)器的輸入信號(hào)，所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)的反相信號(hào)作為所述第一D觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)；

所述第四比較器的輸出信號(hào)、所述第一D觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)和所述第三比較器的輸出信號(hào)相與之后，經(jīng)過將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的處理和反相處理后與脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)相與，相與后的輸出信號(hào)作為第二D觸發(fā)器的清零端輸入信號(hào)，所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)使能時(shí)使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制模式、不使能時(shí)使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進(jìn)入脈寬調(diào)制模式；

所述第二D觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)相與，相與后的信號(hào)作為所述第一D觸發(fā)器的清零端輸入信號(hào)；

所述第四比較器的輸出信號(hào)經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變化上升脈沖信號(hào)的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)相與，相與后的信號(hào)作為所述第二D觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)，所述電源信號(hào)為所述第二D觸發(fā)器的輸入信號(hào)。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號(hào)開始使能的時(shí)刻與所述感性元件充電開始的時(shí)刻同步的步驟通過同步單元實(shí)現(xiàn)，所述同步單元包括：

第三D觸發(fā)器；

所述電源信號(hào)作為所述第三D觸發(fā)器的輸入信號(hào)；

所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)的反相信號(hào)作為所述第三D觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)；

所述第二D觸發(fā)器的Q輸出信號(hào)經(jīng)過反相處理、將上升沿信號(hào)變?yōu)樯仙}沖信號(hào)的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)相與，相與后的信號(hào)作為所述第三D觸發(fā)器的清零端輸入信號(hào)；

所述第三D觸發(fā)器的QN輸出信號(hào)作為所述三角波發(fā)生器使能信號(hào)。

在一種可能的實(shí)施方式中，該方法還包括：

對(duì)所述脈寬調(diào)制模式下的均值電流進(jìn)行采樣；

依據(jù)采樣到的均值電流與預(yù)設(shè)均值電流閾值的比較結(jié)果和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與比所述預(yù)設(shè)參考電壓低的預(yù)設(shè)電壓值的比較結(jié)果，來控制進(jìn)出脈沖頻率調(diào)制模式。

在一種可能的實(shí)施方式中，所述依據(jù)采樣到的均值電流與預(yù)設(shè)均值電流閾值的比較結(jié)果和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與比所述預(yù)設(shè)參考電壓低的預(yù)設(shè)電壓值的比較結(jié)果來控制進(jìn)出脈沖頻率調(diào)制模式的步驟，可以通過脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元來實(shí)現(xiàn)，

所述脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元包括第五比較器、第六比較器、反相器和與門，其中，采樣到的均值電流和預(yù)設(shè)均值電流閾值作為所述第五比較器的輸入信號(hào)，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓和比所述預(yù)設(shè)參考電壓低的預(yù)設(shè)電壓值作為所述第六比較器的輸入信號(hào)，所述第六比較器的輸出信號(hào)反相后與所述第五比較器的輸出信號(hào)相與得到所述脈沖頻率調(diào)制使能信號(hào)。

根據(jù)本公開實(shí)施例的方法中涉及的諸如三角波發(fā)生器、脈沖頻率調(diào)制控制單元、同步單元和脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)出控制單元的具體原理描述已經(jīng)在根據(jù)本公開實(shí)施例的電路中進(jìn)行了詳細(xì)描述，此處不再贅述。

以上結(jié)合附圖詳細(xì)描述了本公開實(shí)施例的優(yōu)選實(shí)施方式，但是，本公開實(shí)施例并不限于上述實(shí)施方式中的具體細(xì)節(jié)，在本公開實(shí)施例的技術(shù)構(gòu)思范圍內(nèi)，可以對(duì)本公開實(shí)施例的技術(shù)方案進(jìn)行多種簡(jiǎn)單變型，這些簡(jiǎn)單變型均屬于本公開實(shí)施例的保護(hù)范圍。

另外需要說明的是，在上述具體實(shí)施方式中所描述的各個(gè)具體技術(shù)特征，在不矛盾的情況下，可以通過任何合適的方式進(jìn)行組合。為了避免不必要的重復(fù)，本公開實(shí)施例對(duì)各種可能的組合方式不再另行說明。

此外，本公開實(shí)施例的各種不同的實(shí)施方式之間也可以進(jìn)行任意組合，只要其不違背本公開實(shí)施例的思想，其同樣應(yīng)當(dāng)視為本公開實(shí)施例所公開的內(nèi)容。