本申請涉及一種LLC變換電路、電動汽車充電機，特別涉及一種超寬范圍輸出LLC變換電路、電動汽車充電機。

背景技術(shù)：

目前，對于電動汽車充電機等大功率充電器，由于電池型號眾多，充電機要實現(xiàn)對各種不同型號電池的充電，其需要有較寬的輸出電壓范圍（輸出高壓與輸出低壓比值接近4倍）。

但傳統(tǒng)的LLC拓?fù)?，在這些寬范圍輸出應(yīng)用時，由于其輸入輸出傳輸特性，決定了其要實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍比較困難，且存在以下問題：低壓輸出時電路處在(BUCK區(qū))嚴(yán)重的斷續(xù)模式，主功率開關(guān)管處于硬關(guān)斷狀態(tài)，損耗增加，且深度BUCK區(qū)輕載時電源的紋波較大，使電路指標(biāo)大幅下降；高壓輸出時電路處于BOOST區(qū)，諧振電流亦會上升，整機損耗上升；為了滿足較寬輸出電壓范圍，會將傳輸特性曲線設(shè)計的較硬，或者增加頻率變化范圍。前者會導(dǎo)致內(nèi)耗增加，效率下降。后者，增加頻率會增加開關(guān)管的損耗和應(yīng)力，嚴(yán)重影響其可靠性。若降低頻率會增大磁性器件的體積，成本增加，且與高頻化小型化背道而馳。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為解決上述技術(shù)問題：本申請?zhí)岢鲆环N超寬范圍輸出LLC變換電路，包括逆變電路、諧振電路、變壓器、輸出電路，所述逆變電路、諧振電路、變壓器、輸出電路串聯(lián)形成LLC變換電路1，將多路LLC變換電路1進行串并聯(lián)，形成n組電路，所述n組電路無縫轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)2ⁿ倍的增益變化，n大于或等于1。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，所述逆變電路包括Q1-Q4四個開關(guān)管，所述Q1、Q2串聯(lián)成橋臂1，所述Q3-Q4串聯(lián)成橋臂2，橋臂1和橋臂2并聯(lián)。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，所述逆變電路包括全橋工作狀態(tài)或半橋工作狀態(tài)，開通或關(guān)斷Q3,Q4開關(guān)管實現(xiàn)全橋或半橋工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，所述Q1-Q4四個開關(guān)管均反向并聯(lián)一個二極管。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，所述多路LLC變換電路1輸入并聯(lián)，輸出串聯(lián)。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，所述多路LLC變換電路1的輸入端的正輸入端均連接直流輸入的正極，負(fù)輸出端均連接直流輸入的負(fù)極，所述多路LLC變換電路1的輸出端的正輸出端連接相鄰的變換電路的負(fù)輸出端。

所述的超寬范圍輸出LLC變換電路，其中，還包括與逆變電路、輸出電路并聯(lián)的電容，所述諧振電路由諧振電容、諧振電感串聯(lián)而成。

所述的超寬范圍輸出LLC電動汽車充電機，其中，包括上述所述的超寬范圍輸出LLC變換電路。

本申請成功解決了原LLC變換電路工作在其工作范圍內(nèi)的低壓段時存在的問題：低壓輸出時電路處在(BUCK區(qū))嚴(yán)重的斷續(xù)模式，主功率開關(guān)管處于硬關(guān)斷狀態(tài)，損耗增加，且深度BUCK區(qū)輕載時電源的紋波較大，使電路指標(biāo)大幅下降。也解決了在高壓輸出時電路處于BOOST區(qū)，諧振電流亦會上升，整機損耗上升的問題。

更重要的是原LLC變換電路，為了滿足較寬輸出電壓范圍，會將傳輸特性曲線設(shè)計的較硬，或者增加頻率變化范圍。前者會導(dǎo)致內(nèi)耗增加，效率下降。后者，增加頻率會增加開關(guān)管的損耗和應(yīng)力，降低頻率會增大磁性器件的體積，與高頻化小型化背道而馳。在超寬范圍輸出全/半橋變換LLC電路中得到了很好的解決。

附圖說明

圖1為常用LLC變換電路。

圖2為本申請全橋工作狀態(tài)一種示意電路圖。

圖3為本申請半橋工作狀態(tài)一種示意電路圖。

圖4為本申請相同多路進行串并聯(lián)一種示意電路圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細(xì)描述，有必要在此指出的是，以下具體實施方式只用于對本發(fā)明進行進一步的說明，不能理解為對本發(fā)明保護范圍的限制，該領(lǐng)域的技術(shù)人員可以根據(jù)上述

技術(shù)實現(xiàn)要素：
對本申請作出一些非本質(zhì)的改進和調(diào)整。

圖1為常用LLC變換電路，圖1中LLC電路器件：變壓器，電感和諧振電容選定后，其Lp、Ls，Cr值確定，則其它相關(guān)參數(shù)：變壓器匝比n（=Np/Ns），LLC的諧振頻率fr（）,最低工作頻率fmin，最高工作頻率fmax 等值均確定，其中，fmin<fr<fmax。

為保證電路在高壓滿載時能穩(wěn)定工作，諧振頻率fr一般較接近電源的最低工作頻率fmin。對于LLC電路拓?fù)?，工作頻率f越接近諧振頻率fr，電源的工作效率越高。當(dāng)LLC電路進入降壓區(qū)（BUCK）時，電源的工作頻率f > fr；此時，輸出電壓越低，電路的工作頻率f就越大，其偏離諧振頻率fr也越多，由變壓器和電感等器件產(chǎn)生的損耗就越大。

對于低壓輸出時，由于其輸入輸出傳輸特性，電路為了維持輸出電壓恒定，在空載和輕載情況下均處于斷續(xù)狀態(tài)。當(dāng)輸出電壓接近下限電壓時，電路會處于嚴(yán)重的斷續(xù)狀態(tài)，此時其輸出紋波很大。當(dāng)加以重載，電路會進入連續(xù)模式，此時電路以接近最大頻率fmax工作，電路損耗大大增加。

圖2為全橋工作狀態(tài)，圖3為半橋工作狀態(tài)，全橋工作時，如圖2，四個開關(guān)管正常工作。假設(shè)變壓器變比為1，電路工作在諧振點，此時的電壓增益為1。半橋工作時，如圖3，將Q3設(shè)置為關(guān)斷，Q4設(shè)置為開通狀態(tài)。假設(shè)變壓器變比為1，電路工作在諧振點，此時的電壓增益為0.5。通過開通或關(guān)斷Q3,Q4開關(guān)管即可實現(xiàn)全橋/半橋轉(zhuǎn)換，即增益從1到0.5的切換。當(dāng)我們使用兩路相同的進行輸入并聯(lián)，輸出串聯(lián)，如圖4，即可以實現(xiàn)4倍的變比。假設(shè)目前需要輸出電壓最高為750V，則有：

表1 模組工作情況與電壓增益對照

從上表可以看出LLC電路較輕松達到輸出電壓為120-750超寬范圍的輸出。

本申請中，通過n組電路的半橋/全橋的無縫轉(zhuǎn)換，即可實現(xiàn)2ⁿ倍的增益變化，如圖2所示，本申請以兩組為例。而LLC電路可以在較小頻率變化范圍內(nèi)工作，即可實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍。故損耗可以大幅降低，同時LLC電路很容易進入連續(xù)模式，可以大幅減小其輸出紋波，提升產(chǎn)品性能。

本申請通過改變開關(guān)管的時序控制即可達到預(yù)期效果；超寬范圍輸出全/半橋變換LLC可以使用LLC諧振電路總處于諧振點附近工作，進而降低電路損耗。成功解決了原LLC變換電路工作在其工作范圍內(nèi)的低壓段時存在的問題：低壓輸出時電路處在(BUCK區(qū))嚴(yán)重的斷續(xù)模式，主功率開關(guān)管處于硬關(guān)斷狀態(tài)，損耗增加，且深度BUCK區(qū)輕載時電源的紋波較大，使電路指標(biāo)大幅下降。也解決了在高壓輸出時電路處于BOOST區(qū)，諧振電流亦會上升，整機損耗上升的問題。

更重要的是原LLC變換電路，為了滿足較寬輸出電壓范圍，會將傳輸特性曲線設(shè)計的較硬，或者增加頻率變化范圍。前者會導(dǎo)致內(nèi)耗增加，效率下降。后者，增加頻率會增加開關(guān)管的損耗和應(yīng)力，降低頻率會增大磁性器件的體積，與高頻化小型化背道而馳。在超寬范圍輸出全/半橋變換LLC電路中得到了很好的解決。