本實用新型屬于大功率電源控制領域，尤其涉及一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路。

背景技術：

在醫(yī)療影像設備數(shù)字成像技術中，需要強電場來激發(fā)電子云，產(chǎn)生X射線，其中高頻高壓發(fā)生器被用來提供所需電場。所述高頻高壓發(fā)生器的主要功能是把工頻輸入的380V的交流電轉(zhuǎn)化為幾萬至十幾萬伏特的高壓直流電，為了減小所述發(fā)生器的體積，我們一般將380V的交流電整流后再進行高頻逆變，逆變后的交流脈沖通過所述發(fā)生器升壓、整流，最后由高壓電纜輸出到負載。所述高頻高壓發(fā)生器對于電源控制部分而言，由于產(chǎn)生射線時的工作時間短，通常在1秒以內(nèi)，個別短時間的工作模式，只有幾個毫秒，所以要求在逆變過程中的控制電路有很快的響應時間，用來提升電壓的上升時間以及穩(wěn)態(tài)過程中電壓的穩(wěn)定性；再一點是隨著科技的發(fā)展，高頻高壓發(fā)生器的功率范圍越做越大，到目前市面上常用的高頻高壓發(fā)生器最大功率已達到100KW，而同一臺發(fā)生器上最小功率只有100W，跨度達1000倍，造成了對控制電路很大的壓力，而現(xiàn)有的關于高頻高壓發(fā)生器的電源控制部分的控制電路通常有兩種方式：

一是采用改變脈沖寬度來做控制電路，由于脈沖寬度的控制電路都要有誤差放大器，故回路的增益和響應速度受到影響，輸出電壓上升到穩(wěn)態(tài)時間較慢，在穩(wěn)定狀態(tài)下微調(diào)整也比較緩慢，電壓上升時間過長降低了射線的硬度，影響診斷圖像質(zhì)量。

二是采用脈沖頻率控制電路，脈沖頻率控制電路中沒有誤差放大器，工作過程中電壓上升速度快，但是現(xiàn)有技術中，大都通過采用采樣反饋電壓，來調(diào)節(jié)流過線性光耦的電流大小進而改變頻率的大小，受限于一般線性光耦的電流傳輸比在100％-500％之間，調(diào)節(jié)區(qū)間只有5倍，要控制輸出功率范圍跨度100W-100KW的高頻高壓發(fā)生器，需要用多路光耦來并聯(lián)，增加了電路的成本以及復雜性。

技術實現(xiàn)要素：

本實用新型所要解決的技術問題在于提供一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路，旨在解決高頻高壓發(fā)生器輸出電壓上升時間較慢導致射線硬度不夠的問題和輸出功率范圍太窄的問題。

本實用新型提供了一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路，包括：電流鏡式電流調(diào)節(jié)電路、芯片控制電路、逆變模塊電路、整流濾波電路和分壓采樣電路；

所述電流調(diào)節(jié)電路與所述分壓采樣電路連接，用于接收所述分壓采樣電路反饋的電壓變化，將所述電壓變化轉(zhuǎn)化為電流變化，并基于鏡像的方式，根據(jù)所述電流變化調(diào)節(jié)輸出電流；

所述芯片控制電路與所述電流調(diào)節(jié)電路連接，用于接收所述電流調(diào)節(jié)電路輸出的電流，并根據(jù)所述電流的大小來調(diào)節(jié)自身所輸出脈沖的頻率；

所述逆變模塊電路與所述芯片控制電路連接，用于接收所述芯片控制電路輸出的脈沖，并根據(jù)所述脈沖的頻率來將待變電壓逆變成相應頻率的矩形脈沖電壓，并輸出；

所述整流濾波電路與所述逆變模塊電路連接，用于接收所述逆變模塊電路輸出的相應頻率的矩形脈沖電壓，并對相應頻率的所述矩形脈沖電壓進行整流濾波得到直流電壓，并輸出；

所述分壓采樣電路與所述整流濾波電路連接，用于接收所述整流濾波電路輸出的直流電壓，并對所述直流電壓進行分壓采樣，并將分壓采樣后的電壓值反饋給所述電流調(diào)節(jié)電路。

進一步地，所述電流調(diào)節(jié)電路包括：第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第一電容C1、第二電容C2、第一二極管D1、第二二極管D2、PNP型第一三極管Q1和PNP型第二三極管Q2；

所述第一三極管Q1的基極通過所述第二電容C2接地，集電極通過所述第三電阻R3與所述第二二極管D2的陽極連接，并與所述第一三極管Q1的基極連接，發(fā)射極通過所述第一電阻R1接電源VCC、第一電容C1的一端；所述第二三極管Q2的基極與所述第一三極管Q1的基極連接，集電極與所述第一二極管D1的陽極連接，發(fā)射極通過所述第二電阻R2連接電源VCC；所述第一電容C1的另一端接地；所述第二二極管D2的陰極與所述分壓采樣電路的采樣節(jié)點連接；所述第一二極管D1的陰極與所述芯片控制電路的振蕩器放電端連接。

進一步地，所述芯片控制電路包括：第三電容C3、第四電容C4、第四電阻R4、第五電阻R5和控制芯片SG3525；

所述控制芯片SG3525的基準電壓端通過所述第三電容C3接地，定時電阻端通過所述第四電阻R4接地，定時電容端通過所述第四電容C4接地，并通過所述第五電阻R5與所述振蕩器放電端連接，脈沖輸出B端與所述逆變模塊電路的第二脈沖接收端子連接，脈沖輸出A端與所述逆變模塊電路的第一脈沖接收端子連接。

進一步地，所述逆變模塊電路包括：第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、變壓器T1；

所述第三MOS管Q3的漏極與外接正極性直流母線電壓VIN+連接，源極與所述變壓器T1的第三端連接，并與所述第四MOS管Q4的漏極連接，基極作為所述第一脈沖接收端子與所述脈沖輸出A端連接；所述第四MOS管Q4的源極與負極性外接直流母線電壓VIN-連接，并與所述變壓器T1的第四端連接，基極作為所述第二脈沖接收端子與所述脈沖輸出B端連接。

進一步地，所述整流濾波電路包括：第三二極管D3、第六電容C6、第七電容C7；

第六電容C6與所述第七電容C7為并聯(lián)結(jié)構(gòu)，所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的一端與所述第三二極管D3的陰極連接，所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的另一端與所述變壓器T1的第二端連接并同時接地，所述第三二極管D3的陽極與所述變壓器T1的第一端連接。

進一步地，所述分壓采樣電路包括：第五電容C5、第六電阻R6、第七電阻R7；

所述第六電阻R6與所述第七電阻R7形成串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)，所述串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)的正極DC+與所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的一端連接，所述串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)的負極DC-與所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的另一端連接；所述第六電阻R6與所述第七電阻R7的連接處作為所述采樣節(jié)點與所述第二二極管的D2的陰極連接，并同時通過所述第五電容C5接地。

本實用新型與現(xiàn)有技術相比，有益效果在于：本實用新型提供的一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路，一是脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路里沒有誤差放大器，能提升電壓的上升時間，提高射線的硬度，在工作穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，快速微調(diào)整電壓變化，提高射線質(zhì)量，二是相比現(xiàn)有技術采用線性光耦來調(diào)節(jié)驅(qū)動脈沖的頻率，受限于線性光耦的電流工作范圍，本實用新型采用電流鏡電路根據(jù)輸出反饋電壓的大小調(diào)節(jié)電流鏡的輸出電流，進而控制輸出驅(qū)動脈沖的頻率，所述電流鏡電路中的三極管的輸出電流可以從幾個毫安到幾安，電流跨度也可以達到1000倍及以上，在控制上滿足高頻高壓發(fā)生器對功率范圍的跨度要求，節(jié)省了成本，簡化了電路結(jié)構(gòu)。

附圖說明

圖1是本實用新型實施例提供的一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路的結(jié)構(gòu)原理圖；

圖2是本實用新型實施例提供的一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路的具體電路圖。

具體實施方式

為了使本實用新型的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本實用新型進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本實用新型，并不用于限定本實用新型。

本實用新型介紹了一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路，所述脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路是關于高頻高壓發(fā)生器的電源控制部分的控制電路，如圖1所示，具體包括：電流鏡式電流調(diào)節(jié)電路1、芯片控制電路2、逆變模塊電路3、整流濾波電路4和分壓采樣電路5。

所述電流調(diào)節(jié)電路1與所述分壓采樣電路5連接，用于接收所述分壓采樣電路反饋的電壓變化，將所述電壓變化轉(zhuǎn)化為電流變化，并基于鏡像的方式，根據(jù)所述電流變化調(diào)節(jié)輸出電流。

具體地，當所述分壓采樣電路5反饋的電壓變大時，電流變小，輸出電流(鏡像)變小；當所述分壓采樣電路反饋的電壓變小時，電流變大，輸出電流(鏡像)變大。

所述芯片控制電路2與所述電流調(diào)節(jié)電路1連接，用于接收所述電流調(diào)節(jié)電路1輸出的電流，并根據(jù)所述電流的大小來調(diào)節(jié)自身所輸出脈沖的頻率。

具體地，電流調(diào)節(jié)電路1輸出到其引腳的電流越小，所述芯片控制電路2兩路輸出端的脈沖頻率越低；電流調(diào)節(jié)電路1輸出到其引腳的電流越大，所述芯片控制電路2兩路輸出端的脈沖頻率越高。

所述逆變模塊電路3與所述芯片控制電路2連接，用于接收所述芯片控制電路2輸出的脈沖，并根據(jù)所述脈沖的頻率來將待變電壓逆變成相應頻率的矩形脈沖電壓，并輸出。

具體地，所述逆變模塊電路3用于根據(jù)所述脈沖的頻率來將其主電路上直流母線的待變電壓逆變得到相應頻率的矩形脈沖電壓波形。

所述整流濾波電路4與所述逆變模塊電路3連接，用于接收所述逆變模塊電路3輸出的相應頻率的矩形脈沖電壓，并對相應頻率的所述矩形脈沖電壓進行整流濾波得到平滑的直流電壓，并輸出。

所述分壓采樣電路5與所述整流濾波電路4連接，用于接收所述整流濾波電路4輸出的直流電壓，并對所述直流電壓進行分壓采樣，并將分壓采樣后的電壓值反饋給所述電流調(diào)節(jié)電路1。

具體地，所述分壓采樣電路5用于將所述整流濾波電路4輸出的電壓進行分壓采樣，并將分壓采樣后的電壓值反饋給所述電流調(diào)節(jié)電路1；采樣電壓的大小會影響所述電流調(diào)節(jié)電路1輸出電流的大小，進而形成一個完整的閉環(huán)鏈。

下面具體介紹這種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路的電路圖，結(jié)合圖1和圖2所示：

所述電流調(diào)節(jié)電路1包括：第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第一電容C1、第二電容C2、第一二極管D1、第二二極管D2、PNP型第一三極管Q1和PNP型第二三極管Q2；所述第一三極管Q1的基極通過所述第二電容C2接地，集電極通過所述第三電阻R3與所述第二二極管D2的陽極連接，并與所述第一三極管Q1的基極連接，發(fā)射極通過所述第一電阻R1接電源VCC、第一電容C1的一端；所述第二三極管Q2的基極與所述第一三極管Q1的基極連接，集電極與所述第一二極管D1的陽極連接，發(fā)射極通過所述第二電阻R2連接電源VCC；所述第一電容C1的另一端接地；所述第二二極管D2的陰極與所述分壓采樣電路5的采樣節(jié)點連接；所述第一二極管D1的陰極與所述芯片控制電路的振蕩器放電端連接。

所述電流調(diào)節(jié)電路1用于從所述分壓采樣電路5接收反饋電壓值，根據(jù)反饋電壓的大小輸出不同大小的電流到所述芯片控制電路2的控制芯片的振蕩器放電端，反饋電壓值越高，輸出電流越??；反饋電壓值越低，輸出電流越大。

具體地，所述電流調(diào)節(jié)電路1用于從所述分壓采樣電路5接收反饋電壓值，最終我們需要對DC+對DC-的值進行閉環(huán)調(diào)節(jié)，反饋值的大小為DC+對DC-通過第六電阻R6和第七電阻R7分壓的大小，分壓比例為Vi＝R7*(DC+－DC-)/(R6+R7)，其中流過電流調(diào)節(jié)電路1的第一三極管Q1發(fā)射極到集電極的電流大小為i1，i1等于電源VCC減去Vi，再減去第二二極管D2的管壓降，再減去第一三極管Q1的壓降之后除以(R1+R3)的阻值，即i1＝(VCC-Vi-VD2)/(R1+R3)。流過第一三極管Q1基極的電流i2大小等于i1除以三極管的固定電流放大倍數(shù)β，那么i2＝i1/β＝(VCC-Vi-VD2)/(R1+R3)β。由于第一三極管Q1和第二三極管Q2選用同型號的三極管，第一電阻R1的阻值等于第二電阻R2的阻值，所以第一三極管Q1的基極電位與第二三極管Q2的基極電位相等，PN結(jié)導通電壓相同，電源VCC一樣，則流過第二三極管Q2的基極電流i3與流過第一三極管Q1的基極電流i2相等。在這種情況下，流過第二三極管Q2的發(fā)射極到集電極的電流等于i3乘以電流放大倍數(shù)β，i3＝i2＝(VCC-Vi-VD2)/(R1+R3)β；所以當Vi越大的時候，i3越小，這樣流入控制芯片U1振蕩器放電端的電流就越小，當Vi越小的時候，i3就越大，流入控制芯片SG3525振蕩器放電端的電流就越大。

所述芯片控制電路2包括：第三電容C3、第四電容C4、第四電阻R4、第五電阻R5和控制芯片SG3525；所述控制芯片SG3525的基準電壓端通過所述第三電容C3接地，定時電阻端通過所述第四電阻R4接地，定時電容端通過所述第四電容C4接地，并通過所述第五電阻R5與所述振蕩器放電端連接，脈沖輸出B端與所述逆變模塊電路的第二脈沖接收端子連接，脈沖輸出A端與所述逆變模塊電路3的第一脈沖接收端子連接。

所述芯片控制電路2的控制芯片SG3525接收來自所述電流調(diào)節(jié)電路的電流，電流的大小會改變所述控制芯片SG3525外圍電路中電容的充放電時間，進而影響控制芯片SG3525的脈沖輸出B端和脈沖輸出A端的脈沖輸出頻率，進而會輸出不同頻率的脈沖到逆變模塊電路3。

所述逆變模塊電路3包括：第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、變壓器T1；所述第三MOS管Q3的漏極與外接正極性直流母線電壓VIN+連接，源極與所述變壓器T1的第三端連接，并與所述第四MOS管Q4的漏極連接，基極作為所述第一脈沖接收端子與所述脈沖輸出A端連接；所述第四MOS管Q4的源極與負極性外接直流母線電壓VIN-連接，并與所述變壓器T1的第四端連接，基極作為所述第二脈沖接收端子與所述脈沖輸出B端連接。

所述逆變模塊電路3接收到來自所述控制芯片SG3525的驅(qū)動脈沖后，第三MOS管Q3和第四MOS管Q4根據(jù)高電平有效的控制脈沖開通與關斷，將正極性直流母線電壓VIN+和VIN-逆變成不同頻率的矩形脈沖波到所述變壓器T1。

所述整流濾波電路4包括：第三二極管D3、第六電容C6、第七電容C7；第六電容C6與所述第七電容C7為并聯(lián)結(jié)構(gòu)，所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的一端與所述第三二極管D3的陰極連接，所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的另一端與所述變壓器T1的第二端連接并同時接地；，所述第三二極管D3的陽極與所述變壓器T1的第一端連接。

所述整流濾波模塊4接收到來自所述逆變模塊電路3的矩形脈沖波以后，經(jīng)所述第三二極管D3整流及所述第六電容C6和第七電容C7濾波后得到平滑的直流電壓DC+和DC-。

所述分壓采樣電路5包括：第五電容C5、第六電阻R6、第七電阻R7；所述第六電阻R6與所述第七電阻R7形成串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)，所述串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)的正極DC+與所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的一端連接，所述串聯(lián)分壓結(jié)構(gòu)的負極DC-與所述并聯(lián)結(jié)構(gòu)的另一端連接；所述第六電阻R6與所述第七電阻R7的連接處作為所述采樣節(jié)點與所述第二二極管的D2的陰極連接、并同時通過所述第五電容C5接地。

所述分壓采樣電路5通過所述分壓電阻即所述第六電阻R6和第七電阻R7將所述整流濾波電路整流后的直流電壓分壓，再把電壓信號輸出到所述電流調(diào)節(jié)電路1。

關于本實用新型提供的基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路的電路圖，在控制逆變模塊3電路中的第三MOS管Q3和第四MOS管Q4的開關過程中，流過電流鏡電路中第一三極管Q1的電流大小i1會根據(jù)輸入分壓采樣值Vi的高低來變化，當Vi變小時，流過第一三極管Q1的電流由于第一三極管Q1的Vce變大，流過第一三極管Q1的發(fā)射極-集電極的電流i1也變大；由于電流鏡的電流對稱特性，流過第二電阻R2、第二三極管Q2、第一二極管D1的電流i2也會變大，這樣控制芯片SG3525流過第五電阻R5的電流也會變大，控制芯片SG3525給第四電容C4的充電電流會變小，控制芯片SG3525的脈沖輸出A端和脈沖輸出B端會跟隨第四電容C4上的電壓變化而發(fā)生頻率變化；第四電容C4上的充電電壓越低，脈沖輸出A端和脈沖輸出B端輸出的脈沖頻率就越低，脈沖輸出A端和脈沖輸出B端輸出的脈沖死區(qū)時間固定，所以頻率越低，占空比越大，輸出有效功率越大，后續(xù)逆變整流后的采樣值Vi就會變大，由此完成一個完整的閉環(huán)體系。

本實用新型提供的一種基于電流鏡調(diào)制的脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路，一是脈沖頻率調(diào)節(jié)控制電路里沒有誤差放大器，能提升電壓的上升時間，提高射線的硬度，在工作穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，快速微調(diào)整電壓變化，提高射線質(zhì)量，二是相比現(xiàn)有技術采用線性光耦來調(diào)節(jié)驅(qū)動脈沖的頻率，受限于線性光耦的電流工作范圍，本實用新型能提供的電流調(diào)節(jié)能力更加廣泛，本實用新型采用電流鏡電路根據(jù)輸出反饋電壓的大小調(diào)節(jié)電流鏡的輸出電流，進而控制輸出驅(qū)動脈沖的頻率，所述電流鏡電路中的三極管的輸出電流可以從幾個毫安到幾安，電流跨度也可以達到1000倍及以上，在控制上滿足高頻高壓發(fā)生器對功率范圍的跨度要求，節(jié)省了成本，簡化了電路結(jié)構(gòu)。

以上所述僅為本實用新型的較佳實施例而已，并不用以限制本實用新型，凡在本實用新型的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本實用新型的保護范圍之內(nèi)。