本實用新型涉及電力電子技術領域，尤其涉及一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路。

背景技術：

開關電源在輸入工頻整流橋后有一個儲能電容，若此電容上電壓很低時，在開機上電的瞬間的，該電容的充電電流(即開機沖擊電流)特別大，遠大于正常工作電流。特別是大功率開關電源，因為功率越大，所需儲能電容的容量也越大，這樣充電時間更長，這會對電源輸入部分的元件造成較嚴重的電流沖擊，甚至會導致保險燒毀、空開跳閘等故障現(xiàn)象。

對此，行業(yè)內通常是在輸入線路中串電阻的方式來限制沖擊電流，但隨著功率的增大，整流二極管后的儲能電阻的損耗也越來越大，嚴重制約電源效率的提升。也有使用負溫度系數(shù)熱敏電阻來做限流電阻，但在低溫下其阻值會成指數(shù)倍數(shù)增加，反而影響電源的正常起機和正常工作,只適用于溫度范圍不寬的場合，且正常工作時，熱敏電阻溫度一般都較高，存在一定損耗。后續(xù)又出現(xiàn)一種開機后使用繼電器短接該電阻的方案，但存在響應時間慢、成本高的缺點，只適用于超大功率且有輔助電源供電的電源。

技術實現(xiàn)要素：

有鑒于現(xiàn)有技術的上述缺陷，本實用新型所要解決的技術問題是提供一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，以解決現(xiàn)有技術的不足。

為實現(xiàn)上述目的，本實用新型提供了一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：包括工頻整流電路、開機限流電路、儲能電容、功率變換電路、RCD吸收電路和切換開關電路，所述工頻整流電路輸出端與開機限流電路、切換開關電路連接，所述開機限流電路、切換開關電路輸出端均與儲能電容連接，所述切換開關電路輸入端與RCD吸收電路連接，所述RCD吸收電路輸入端與功率變換電路連接，所述儲能電容輸出端與功率變換電路連接。

上述的一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：所述工頻整流電路為整流橋堆DB1，所述開機限流電路為熱敏電阻RT1，所述儲能電容為電解電容E1；整流橋堆DB1直流輸出端與熱敏電阻RT1一端連接，所述熱敏電阻RT1另一端與電解電容E1正極連接，所述電解電容E1負極接地。

上述的一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：所述切換開關電路包括MOS管Q1和電阻R2、R3，MOS管Q1的漏極與工頻整流電路直流輸出端連接，所述MOS管Q1柵極分別連接電阻R2一端、R3一端，所述電阻R2另一端連接電解電容E1正極和MOS管Q1的源極，所述電阻R3另一端連接RCD吸收電路。

上述的一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：所述RCD吸收電路包括電阻R1、電容C1和二極管D1，所述電阻R1、電容C1并聯(lián)，電阻R1、電容C1并聯(lián)的一端連接MOS管Q1的源極和變壓器原邊繞組一端，電阻R1、電容C1并聯(lián)的另一端連接二極管D1負極，二極管D1正極連接變壓器原邊繞組另一端。

上述的一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：所述功率變換電路包括控制及開關變化芯片、電容E2、二極管D2和變壓器，所述控制及開關變化芯片輸出端與電容E2并聯(lián)連接，所述電容E2正極與二極管D2負極連接，所述二極管D2正極與變壓器輔助供電繞組一端連接，所述變壓器輔助供電繞組另一端連接接地。

本實用新型的有益效果是：

1、本實用新型不需額外供電，直接使用電路中的RCD吸收對MOS管進行開關控制；

2、本實用新型同一個電源，輸出功率越大時，漏感越大，C1電壓越高，可通過改變R3\R2的比例，使輸出功率大于一個功率段后，開啟MOS管；

3、本實用新型限流電阻RT1可以選擇小功率大阻值的電阻，所用器件數(shù)量少，相較于繼電器方案成本更低，占用體積小，性價比非常高。

以下將結合附圖對本實用新型的構思、具體結構及產生的技術效果作進一步說明，以充分地了解本實用新型的目的、特征和效果。

附圖說明

圖1是本實用新型的整體結構框圖。

圖2是本實用新型的電路原理圖。

具體實施方式

如圖1所示，一種降低開關電源開機沖擊電流的高效電路，其特征在于：包括工頻整流電路1、開機限流電路2、儲能電容3、功率變換電路4、RCD吸收電路5和切換開關電路6，所述工頻整流電路1輸出端與開機限流電路2、切換開關電路6連接，所述開機限流電路2、切換開關電路6輸出端均與儲能電容3連接，所述切換開關電路6輸入端與RCD吸收電路5連接，所述RCD吸收電路5輸入端與功率變換電路4連接，所述儲能電容3輸出端與功率變換電路4連接。

如圖2所示，本實施例中，所述工頻整流電路1為整流橋堆DB1，所述開機限流電路2為熱敏電阻RT1，所述儲能電容3為電解電容E1；整流橋堆DB1直流輸出端與熱敏電阻RT1一端連接，所述熱敏電阻RT1另一端與電解電容E1正極連接，所述電解電容E1負極接地。

本實施例中，所述切換開關電路6包括MOS管Q1和電阻R2、R3，MOS管Q1的漏極與工頻整流電路1直流輸出端連接，所述MOS管Q1柵極分別連接電阻R2一端、R3一端，所述電阻R2另一端連接電解電容E1正極和MOS管Q1的源極，所述電阻R3另一端連接RCD吸收電路5。

本實施例中，所述RCD吸收電路5包括電阻R1、電容C1和二極管D1，所述電阻R1、電容C1并聯(lián)，電阻R1、電容C1并聯(lián)的一端連接MOS管Q1的源極和變壓器原邊繞組一端，電阻R1、電容C1并聯(lián)的另一端連接二極管D1負極，二極管D1正極連接變壓器原邊繞組另一端。

本實施例中，所述功率變換電路4包括控制及開關變化芯片、電容E2、二極管D2和變壓器，所述控制及開關變化芯片輸出端與電容E2并聯(lián)連接，所述電容E2正極與二極管D2負極連接，所述二極管D2正極與變壓器輔助供電繞組一端連接，所述變壓器輔助供電繞組另一端連接接地。

本實用新型電路實現(xiàn)起來相比繼電器方案而言更為簡單，其主要思路是在電源初次上電時通過限流電阻限流，該限流電阻阻值可以選得比較大，以便能最大程度的限制對儲能電容的充電電流。當儲能電容充滿電后，輸入電流已經(jīng)很小，此時電源控制及開關變換電路開始工作，利用原邊功率繞組的RCD吸收電壓，驅動并聯(lián)在限流電阻兩端的開關MOS管，開關管由之前的截止狀態(tài)變?yōu)閷顟B(tài)，由于MOS管的導通內阻遠遠小于限流電阻，因此輸入線上的電流基本上都從電阻小的MOS管流過，不再流經(jīng)限流電阻，還是由于內阻小的原因，限流電阻及MOS管上損耗很小。此電路還可以利用RCD吸收電壓與輸出功率的關系，通過調節(jié)驅動電阻分配比例，使開關MOS管在輸出功率達到一定程度后短接限流電阻，讓開關管在輕載時不導通，重載時導通，可以提高電源輕載時的視在功率。以下為本實用新型的工作原理：

1.電源初次上電，限流電阻限制開機沖擊電流：

交流輸入電壓經(jīng)過整流橋DB1整流后，流經(jīng)RT1，對E1充電。由于電源變壓器還沒有進入工作，所以Q1處于截止狀態(tài)。輸入沖擊電流I_in＝(U_in-U_e1)/R_RT1，由I_in公式可知，其最大值對應為U_in最大，U_e1最小，R_RT1最小(此方案為定值電阻)，也就是當電容E1電壓為零時，突然在輸入接最高電壓，輸入沖擊電流I_in可達到最大值。例如：通常無此切換電路的電源RT1為10歐姆，輸入265VAC，I_in-max＝(265*1.414-0)/10＝37.47A；使用此切換電路的電源RT1可為50歐姆，輸入265VAC，I_in-max＝(265*1.414-0)/50＝7.49A；此電流改善非常明顯，理論上，此電阻可以選的更大，這樣限流效果更為明顯。

2.電源上電完成后，限流電阻被開關MOS管切換掉，以降低損耗：

當E1充滿電后，功率及開關變換電路開始工作，原邊功率繞組負責傳遞能量，輔助供電繞組及次邊輸出繞組接收能量，實現(xiàn)能量的傳遞，以獲取所需的輸出電壓電流。但由于變壓器存在漏感，不能將所有能量傳遞到其他繞組，漏感產生的能量會返回到原邊，電路中通過D1\R1\C1吸收，即RCD吸收，消耗這部分能量，C1電壓經(jīng)過R3\R2分壓后，對Q1門極進行控制，Q1由截止狀態(tài)變?yōu)閷顟B(tài)，此時Q1與RT1為并聯(lián)關系，由于Q1的導通內阻遠小于RT1，所以輸入電流大部分從Q1流過，根據(jù)P＝I²R，其損耗也大為降低。

3.當電源關機后，R1對C1的放電，C1電壓降為零，R2兩端無電壓，Q1在下次開機時又處于截止狀態(tài)。

以上詳細描述了本實用新型的較佳具體實施例。應當理解，本領域的普通技術人員無需創(chuàng)造性勞動就可以根據(jù)本實用新型的構思做出諸多修改和變化。因此，凡本技術領域中技術人員依本實用新型的構思在現(xiàn)有技術的基礎上通過邏輯分析、推理或者有限的實驗可以得到的技術方案，皆應在由權利要求書所確定的保護范圍內。