本發(fā)明涉及電壓轉換電路，尤其涉及一種基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路。

背景技術：

現(xiàn)有技術中，由AC轉AC的智能升降壓轉換裝置又被稱為旅行插排，該裝置中，電壓轉換電路是其關鍵電路，是一種能實現(xiàn)AC-AC變換的電路，可以在AC-AC變換中實現(xiàn)升降壓并穩(wěn)定電壓與頻率的功能。然而目前的AC-AC便雋式設備市場大多數(shù)為非隔離型的拓撲電路，且PF值低、輸出電壓質(zhì)量低、安全可靠性差。特別是在電壓轉換過程中，會產(chǎn)生較多的紋波干擾，進而影響電壓質(zhì)量。此外，現(xiàn)有的修正波電壓轉換電路存在電路結構復雜，響應速度慢、成本較高等缺陷。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術問題在于，針對現(xiàn)有技術的不足，提供一種可降低電路中的紋波、可簡化電路結構、降低電路成本、可提高輸出電壓質(zhì)量，并且安全可靠的基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路。

為解決上述技術問題，本發(fā)明采用如下技術方案。

一種基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路，其包括有：一輸入整流濾波單元，其輸入端連接電網(wǎng)，用于對電網(wǎng)電壓進行整流和濾波；一PFC升壓單元，連接于輸入整流濾波單元的輸出端，用于對輸入整流濾波單元的輸出電壓進行升壓轉換；一交錯反激隔離變換單元，包括有第一開關管、第二開關管、第一變壓器、第二變壓器、第一二極管、第二二極管、第三二極管和第四二極管，所述第一變壓器初級繞組的第一端連接于PFC升壓單元的輸出端，所述第一變壓器初級繞組的第二端連接于第一開關管的漏極，所述第一開關管的源極連接于前端地，所述第一開關管的漏極連接于第一二極管的陽極，所述第一二極管的陰極通過第一電阻連接于PFC升壓單元的輸出端，所述第一電阻并聯(lián)有第三電容，所述第二變壓器初級繞組的第一端連接于PFC升壓單元的輸出端，所述第二變壓器初級繞組的第二端連接于第二開關管的漏極，所述第二開關管的源極連接于前端地，所述第二開關管的漏極連接于第二二極管的陽極，所述第二二極管的陰極通過第二電阻連接于PFC升壓單元的輸出端，所述第二電阻并聯(lián)有第四電容，所述第一開關管的柵極和第二開關管的柵極分別用于接入兩路相位相反的PWM脈沖信號，所述第一變壓器次級繞組的第一端連接于第三二極管的陽極，所述第一變壓器次級繞組的第二端連接于后端地，所述第二變壓器次級繞組的第一端連接于后端地，所述第二變壓器次級繞組的第二端連接于第四二極管的陰極，所述第三二極管的陰極和第四二極管的陽極作為交錯反激隔離變換單元的輸出端；一DC濾波單元，包括有第一電容和第二電容，所述第三二極管的陰極通過第一電容連接于后端地，所述第四二極管的陽極通過第二電容連接于后端地；一逆變倒相單元，連接于交錯反激隔離變換單元的輸出端，所述逆變倒相單元用于對交錯反激隔離變換單元的輸出電壓進行逆變轉換后輸出交流電。

優(yōu)選地，所述輸入整流濾波單元包括有插座、保險、防雷電阻、共模抑制電感、安規(guī)電容和整流橋，所述保險串接于插座的零線或火線上，所述共模抑制電感的前端并聯(lián)于插座，所述防雷電阻并聯(lián)于共模抑制電感的前端，所述安規(guī)電容和整流橋的輸入端均并聯(lián)于共模抑制電感的后端。

優(yōu)選地，所述整流橋的輸出端并聯(lián)有濾波電容。

優(yōu)選地，所述PFC升壓單元包括有升壓電感、第三開關管、第一整流二極管和第二電解電容，所述升壓電感的前端連接于輸入整流濾波單元的輸出端，所述升壓電感的后端連接于第三開關管的漏極，所述第三開關管的源極接前端地，所述第三開關管的柵極用于接入一路PWM控制信號，所述第三開關管的漏極連接第一整流二極管的陽極，所述第一整流二極管的陰極作為PFC升壓單元的輸出端，且該第一整流二極管的陰極連接第二電解電容的正極，第二電解電容的負極接前端地。

優(yōu)選地，還包括有一MCU控制單元，所述第一開關管的柵極、第二開關管的柵極和第三開關管的柵極分別連接于MCU控制單元，所述MCU控制單元用于分別輸出PWM信號至第一開關管、第二開關管和第三開關管，以控制第一開關管、第二開關管和第三開關管通斷狀態(tài)。

優(yōu)選地，所述MCU控制單元包括有單片機及其外圍電路。

優(yōu)選地，還包括有一交流采樣單元，所述交流采樣單元連接于輸入整流濾波單元的輸入端與MCU控制單元之間，所述交流采樣單元用于采集輸入整流濾波單元交流側的電壓并反饋至MCU控制單元。

優(yōu)選地，所述交流采樣單元包括有運放，所述運放的兩個輸入端分別通過限流電阻而連接于輸入整流濾波單元的輸入端，所述運放的輸出端連接于MCU控制單元。

優(yōu)選地，所述第三開關管的源極與前端地之間連接有第一采樣電阻，所述第三開關管的源極連接于MCU控制單元，藉由所述第一采樣電阻而令MCU控制單元采集第三開關管源極的電信號。

優(yōu)選地，還包括有一DC電壓采樣單元，所述DC電壓采樣單元包括有依次串聯(lián)的第二采樣電阻和第三采樣電阻，所述第二采樣電阻的前端連接于交錯反激隔離變換單元的輸出端，所述第三采樣電阻的后端連接于MCU控制單元，藉由所述第二采樣電阻和第三采樣電阻而令MCU控制單元采集交錯反激隔離變換單元輸出的電信號。

本發(fā)明公開的基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路中，利用輸入整流濾波單元對電網(wǎng)電壓進行整流和濾波后輸出脈動直流電壓，之后利用PFC升壓單元對脈動直流電壓進行升壓處理，在交錯反激隔離變換單元中，其中第一開關管與第二開關管交互導通，當?shù)谝婚_關管導通時第二開關管截止，電流由第一變壓器初級繞組、第一開關管到前端地形成回路，第一變壓器初級繞組開始儲能；當?shù)诙_關管導通時，第一開關管截止，電流由第二變壓器初級繞組、第二開關管、前端地構成回路，第二變壓器初級繞組開始儲能，同時第一變壓器初級繞組通過第一變壓器磁芯藕合至次級繞組，再經(jīng)第三二極管向第一電容充電，在第一電容上形成正向電壓；然后第一開關管再次導通，第二開關管截止，第一變壓器儲能，第二變壓器次級繞組通過第四二極管向第二電容充電，在第二電容上形成負向電壓；這樣在直流母線上就形成了正負直流電壓。上述電路中的第一二極管、第二二極管、第一電阻、第二電阻、第三電容、第四電容分別為第一開關管和第二開關管的吸收電路，用來吸收第一變壓器、第二變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓，以減開關管的電壓應力。上述交錯反激隔離單元取得了如下有益效果：由于采用了交互導通，使得電路中的電流紋波較小、應用比較靈活，同時電路中的EMI、EMC干擾較小、電路工作頻率較高，因而能夠提高功率密度，此外，通過改變第一變壓器、第二變壓器的初次級匝數(shù)比可以改變輸出電壓，進而實現(xiàn)升壓或降壓?；谏鲜鎏攸c，本發(fā)明取得了可降低電路中的紋波、可簡化電路結構、降低電路成本、可提高輸出電壓質(zhì)量，并且安全可靠等有益效果。

附圖說明

圖1為修正波電壓轉換電路的電路原理圖。

圖2為本發(fā)明優(yōu)選實施例中交流采樣單元的電路原理圖。

圖3為本發(fā)明優(yōu)選實施例中MCU控制單元的電路原理圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發(fā)明作更加詳細的描述。

本發(fā)明公開了一種基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路，結合圖1至圖3所示，其包括有：

一輸入整流濾波單元10，其輸入端連接電網(wǎng)，用于對電網(wǎng)電壓進行整流和濾波；

一PFC升壓單元20，連接于輸入整流濾波單元10的輸出端，用于對輸入整流濾波單元10的輸出電壓進行升壓轉換；

一交錯反激隔離變換單元30，包括有第一開關管Q6、第二開關管Q7、第一變壓器T1、第二變壓器T2、第一二極管D6、第二二極管D5、第三二極管D7和第四二極管D8，所述第一變壓器T1初級繞組的第一端連接于PFC升壓單元20的輸出端，所述第一變壓器T1初級繞組的第二端連接于第一開關管Q6的漏極，所述第一開關管Q6的源極連接于前端地，所述第一開關管Q6的漏極連接于第一二極管D6的陽極，所述第一二極管D6的陰極通過第一電阻R26連接于PFC升壓單元20的輸出端，所述第一電阻R26并聯(lián)有第三電容C5，所述第二變壓器T2初級繞組的第一端連接于PFC升壓單元20的輸出端，所述第二變壓器T2初級繞組的第二端連接于第二開關管Q7的漏極，所述第二開關管Q7的源極連接于前端地，所述第二開關管Q7的漏極連接于第二二極管D5的陽極，所述第二二極管D5的陰極通過第二電阻R27連接于PFC升壓單元20的輸出端，所述第二電阻R27并聯(lián)有第四電容C6，所述第一開關管Q6的柵極和第二開關管Q7的柵極分別用于接入兩路相位相反的PWM脈沖信號，所述第一變壓器T1次級繞組的第一端連接于第三二極管D7的陽極，所述第一變壓器T1次級繞組的第二端連接于后端地，所述第二變壓器T2次級繞組的第一端連接于后端地，所述第二變壓器T2次級繞組的第二端連接于第四二極管D8的陰極，所述第三二極管D7的陰極和第四二極管D8的陽極作為交錯反激隔離變換單元30的輸出端；

一DC濾波單元40，包括有第一電容C7和第二電容C8，所述第三二極管D7的陰極通過第一電容C7連接于后端地，所述第四二極管D8的陽極通過第二電容C8連接于后端地；

一逆變倒相單元60，連接于交錯反激隔離變換單元30的輸出端，所述逆變倒相單元60用于對交錯反激隔離變換單元30的輸出電壓進行逆變轉換后輸出交流電。

上述修正波電壓轉換電路中，利用輸入整流濾波單元10對電網(wǎng)電壓進行整流和濾波后輸出脈動直流電壓，之后利用PFC升壓單元20對脈動直流電壓進行升壓處理，在交錯反激隔離變換單元30中，其中第一開關管Q6與第二開關管Q7交互導通，當?shù)谝婚_關管Q6導通時第二開關管Q7截止，電流由第一變壓器T1初級繞組、第一開關管Q6到前端地形成回路，第一變壓器T1初級繞組開始儲能；當?shù)诙_關管Q7導通時，第一開關管Q6截止，電流由第二變壓器T2初級繞組、第二開關管Q7、前端地構成回路，第二變壓器T2初級繞組開始儲能，同時第一變壓器T1初級繞組通過第一變壓器T1磁芯藕合至次級繞組，再經(jīng)第三二極管D7向第一電容C7充電，在第一電容C7上形成正向電壓；然后第一開關管Q6再次導通，第二開關管Q7截止，第一變壓器T1儲能，第二變壓器T2次級繞組通過第四二極管D8向第二電容C8充電，在第二電容C8上形成負向電壓；這樣在直流母線上就形成了正負直流電壓。上述電路中的第一二極管D6、第二二極管D5、第一電阻R26、第二電阻R27、第三電容C5、第四電容C6分別為第一開關管Q6和第二開關管Q7的吸收電路，用來吸收第一變壓器T1、第二變壓器T2的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓，以減開關管的電壓應力。上述交錯反激隔離單元取得了如下有益效果：由于采用了交互導通，使得電路中的電流紋波較小、應用比較靈活，同時電路中的EMI、EMC干擾較小、電路工作頻率較高，因而能夠提高功率密度，此外，通過改變第一變壓器T1、第二變壓器T2的初次級匝數(shù)比可以改變輸出電壓，進而實現(xiàn)升壓或降壓?；谏鲜鎏攸c，本發(fā)明取得了可降低電路中的紋波、可簡化電路結構、降低電路成本、可提高輸出電壓質(zhì)量，并且安全可靠等有益效果。

關于輸入部分，如圖1所示，所述輸入整流濾波單元10包括有插座、保險F2、防雷電阻RV1、共模抑制電感L1、安規(guī)電容CX1和整流橋DB1，所述保險F2串接于插座的零線或火線上，所述共模抑制電感L1的前端并聯(lián)于插座，所述防雷電阻RV1并聯(lián)于共模抑制電感L1的前端，所述安規(guī)電容CX1和整流橋DB1的輸入端均并聯(lián)于共模抑制電感L1的后端。進一步地，所述整流橋DB1的輸出端并聯(lián)有濾波電容C1，用以濾除紋波。

關于升壓部分，所述PFC升壓單元20包括有升壓電感L2、第三開關管Q5、第一整流二極管D1和第二電解電容C2，所述升壓電感L2的前端連接于輸入整流濾波單元10的輸出端，所述升壓電感L2的后端連接于第三開關管Q5的漏極，所述第三開關管Q5的源極接前端地，所述第三開關管Q5的柵極用于接入一路PWM控制信號，所述第三開關管Q5的漏極連接第一整流二極管D1的陽極，所述第一整流二極管D1的陰極作為PFC升壓單元20的輸出端，且該第一整流二極管D1的陰極連接第二電解電容C2的正極，第二電解電容C2的負極接前端地。

上述PFC升壓單元20，當采樣到濾波電容C1輸出半波交流電壓，PFC進入升壓模式，以提高AC轉AC智能降壓轉換拓撲電路的PF值，升壓后通過第二電解電容C2濾波后的電壓為400V，具體的升壓原理如下：第三開關管Q5導通時，濾波電容C1上的電流經(jīng)升壓電感L2、第三開關管Q5到GND形成回路，升壓電感L2儲存能量；當?shù)谌_關管Q5關斷時，升壓電感上會形成比輸入電壓高得多的感應電動勢，感應電動勢經(jīng)續(xù)流管D1進行整流后形成單向脈沖電壓再送給第二電解電容C2電容進濾波，濾波成400V的直流電壓。并且第三開關管Q5是根據(jù)控制芯片采到的輸入交流修正波變化來加大或減少第三開關管Q5的導通時間，以使電流與電壓相位變一致來提高PF值。

作為一種優(yōu)選方式，請參照圖3，本實施例還包括有一MCU控制單元80，所述第一開關管Q6的柵極、第二開關管Q7的柵極和第三開關管Q5的柵極分別連接于MCU控制單元80，所述MCU控制單元80用于分別輸出PWM信號至第一開關管Q6、第二開關管Q7和第三開關管Q5，以控制第一開關管Q6、第二開關管Q7和第三開關管Q5通斷狀態(tài)。進一步地，所述MCU控制單元80包括有單片機U1及其外圍電路。

為了便于監(jiān)測交流側的電信號，如圖2所示，本實施例還包括有一交流采樣單元70，所述交流采樣單元70連接于輸入整流濾波單元10的輸入端與MCU控制單元80之間，所述交流采樣單元70用于采集輸入整流濾波單元10交流側的電壓并反饋至MCU控制單元80。

進一步地，所述交流采樣單元70包括有運放U9B，所述運放U9B的兩個輸入端分別通過限流電阻而連接于輸入整流濾波單元10的輸入端，所述運放U9B的輸出端連接于MCU控制單元80。

為了便于對電流進行實時采集，所述第三開關管Q5的源極與前端地之間連接有第一采樣電阻R2A，所述第三開關管Q5的源極連接于MCU控制單元80，藉由所述第一采樣電阻R2A而令MCU控制單元80采集第三開關管Q5源極的電信號。

作為一種優(yōu)選方式，為了對直流側電信號進行采集，本實施例還包括有一DC電壓采樣單元50，所述DC電壓采樣單元50包括有依次串聯(lián)的第二采樣電阻R13和第三采樣電阻R15，所述第二采樣電阻R13的前端連接于交錯反激隔離變換單元30的輸出端，所述第三采樣電阻R15的后端連接于MCU控制單元80，藉由所述第二采樣電阻R13和第三采樣電阻R15而令MCU控制單元80采集交錯反激隔離變換單元30輸出的電信號。

關于逆變倒相單元60，所述逆變倒相單元60包括有第四開關管Q2、第五開關管Q4、第三電解電容C3和第四電解電容C4，所述第四開關管Q2的漏極連接于隔離型雙管正激變換器30的輸出端正極，所述第四開關管Q2的源極連接于第五開關管Q4的漏極，所述第五開關管Q4的源極連接于隔離型雙管正激變換器30的輸出端負極，所述第四開關管Q2的柵極和第五開關管Q4的柵極分別用于接入兩路相位相反的PWM脈沖信號，所述第三電解電容C3的正極連接于第四開關管Q2的漏極，所述第三電解電容C3的負極連接后端地，所述第三電解電容C3的負極還連接于第四電解電容C4的正極，所述第四電解電容C4的負極連接于第五開關管Q4的源極，所述第四開關管Q2的源極和第三電解電容C3的負極作為逆變倒相單元60的輸出端。

進一步地，所述第四開關管Q2的柵極和源極之間連接有第一電阻R17，所述第五開關管Q4的柵極和源極之間連接有第二電阻R23。

上述逆變倒相單元60中，隔離型雙管正激變換器30輸出的直流電壓經(jīng)第四開關管Q2、負載、第四電解電容C4形成回路給負載供電形成第一個半周期修正波電平；第二個半周期修正弦電平通過第五開關管Q4、負載、第三電解電容C3形成回路，這樣在負載上就形成了一個完整的工頻修正波交流電壓?？刂菩酒敵龅腜WM信號經(jīng)驅動電路后分別送出PWM2H、PWM2L給第四開關管Q2、第五開關管Q4的GATE極。逆變倒相電路中的相位與頻率按照控制芯片內(nèi)部設定的模式進行工作。同時第三電解電容C3、第四電解電容C4還有濾波的作用。本逆變電路控制簡單，電路只用兩個MOS管，成本低廉。

本發(fā)明公開的基于PFC交錯反激的智能型半橋修正波電壓轉換電路，其具有高PF值，可實現(xiàn)電網(wǎng)與輸出端隔離，且安全性非常高。在輸入全電壓范圍內(nèi)能夠能自動調(diào)節(jié)輸出電壓，可固定輸出頻率，并且輸出電壓是以修正波輸出，對交流電壓有自動整形功能，此外，本發(fā)明電路簡單，控制方便，并且含有電壓與電流采樣電路，能防浪涌電壓與電流。

以上所述只是本發(fā)明較佳的實施例，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的技術范圍內(nèi)所做的修改、等同替換或者改進等，均應包含在本發(fā)明所保護的范圍內(nèi)。