本發(fā)明涉及電力電子、電氣傳動和控制
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體將是一種基于無位置傳感器永磁同步電機的控制裝置及控制方法。
背景技術(shù)：
：永磁同步電機與電勵磁電機相比不需要電勵磁機構(gòu)，結(jié)構(gòu)簡單、效率高；與直流電機相比不需要機械換向機構(gòu)和電刷，可靠性高。因此在風(fēng)力發(fā)電、電動汽車等很多領(lǐng)域有廣泛的應(yīng)用。為了降低成本和提高系統(tǒng)的可靠性，目前永磁同步電機通常采用無位置傳感器控制。無位置傳感器位置與轉(zhuǎn)速估計算法需要通過檢測電機定子電壓、電流估算電機的轉(zhuǎn)子位置與轉(zhuǎn)速。估算得到的轉(zhuǎn)子位置與轉(zhuǎn)速的精度直接關(guān)系到整個控制系統(tǒng)的性能。目前永磁同步電機的無位置傳感器轉(zhuǎn)子位置與轉(zhuǎn)速估算方法主要包括基于卡爾曼濾波的方法和基于轉(zhuǎn)子反電動勢的方法兩大類，但是均存在不同的技術(shù)缺陷：1、基于卡爾曼濾波的方法需要進行大量的矩陣運算，計算過程復(fù)雜，在實際控制系統(tǒng)中實現(xiàn)起來有一定的困難。2、基于反電動勢的方法計算過程相對簡單，計算量小。但是基于反電動勢的方法對電機參數(shù)依耐性強，并且在低速時誤差較大。技術(shù)實現(xiàn)要素：為了克服現(xiàn)有的基于擴展卡爾曼濾波無速度傳感器估算方法計算復(fù)雜和基于反電動勢對電機參數(shù)依賴性強的問題，本發(fā)明提供一種基于目標電動勢為零的無位置傳感器永磁同步電機控制裝置及轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速估算方法，該估算方法能有效避免電機運行過程中參數(shù)變化對估算精度的影響，估算精度高，電機控制裝置比較容易調(diào)試，工程實踐簡單。本發(fā)明的技術(shù)方案如下：基于無位置傳感器永磁同步電機的控制裝置，其特征在于：包括網(wǎng)側(cè)整流單元、直流母線電容、三相全控橋主電路、電機濾波電抗器、電機控制系統(tǒng)、功率控制單元；網(wǎng)側(cè)整流單元連接直流母線電容，直流母線電容連接三相全控橋主電路，三相全控橋主電路連接電機濾波電抗器，電機濾波電抗器連接永磁同步電機；電機控制系統(tǒng)分別與電機濾波電抗器、永磁同步電機、功率控制單元連接，電機控制系統(tǒng)并將控制脈沖和保護信號發(fā)送給功率控制單元，功率控制單元向三相全控橋主電路發(fā)送信號，三相全控橋接受功率控制單元的信號驅(qū)動永磁同步電機；所述網(wǎng)側(cè)整流單元通過吸收電網(wǎng)的電能控制建立直流母線電壓；所述直流母線電容用于支撐電壓。所述電機控制系統(tǒng)包括核心控制器、信號采集電路，用于控制算法的實現(xiàn)。基于上述控制裝置的控制方法，其特征在于步驟如下：首先，將采樣到的定子線端電壓與電流變換到選定旋轉(zhuǎn)坐標系中對應(yīng)的d軸電壓、q軸電壓和d軸電流、q軸電流，再對選定旋轉(zhuǎn)坐標系中變換得到的d軸電流和q軸電流進行微分得到各自微分量；然后，將得到選定旋轉(zhuǎn)坐標系下的六個電壓電流分量后計算出永磁同步電機的d軸電動勢，對d軸電動勢進行比例‐積分計算后得到計算轉(zhuǎn)速值，計算轉(zhuǎn)速值分別經(jīng)過低通濾波和積分得到轉(zhuǎn)速估算值和角度估算值；最后，根據(jù)角度估算值對前面旋轉(zhuǎn)變化的角度進行更新。所述六個電壓電流分量包括指d軸電壓、q軸電壓、d軸電流、q軸電流、d軸電流微分量、q軸電流微分量。上述整個過程是在選定的dXqX旋轉(zhuǎn)坐標系中完成。更進一步的，具體估計步驟為：a、先將估算選定參考旋轉(zhuǎn)坐標系的初始角度和旋轉(zhuǎn)速度設(shè)定為：初始角度θX＝0，旋轉(zhuǎn)速度ωX＝0；b、將測得的永磁同步電機的定子線電壓的基波分量uab、ubc轉(zhuǎn)換到選定的旋轉(zhuǎn)坐標系中的dq坐標系下，得到的dq軸電壓ud、uq分別為：所述定子線電壓的基波分量uab、ubc是由安裝在永磁同步電機定子端的電壓傳感器測量得到。c、將測量得到的定子三相電流ia、ib、ic轉(zhuǎn)換到選定旋轉(zhuǎn)坐標系中的dq坐標系下，得到的dq軸電流id、iq分別為：所述定子三相電流ia、ib、ic是由安裝在永磁同步電機定子側(cè)的電流傳感器測量得到。d、對dq坐標系下的定子電流id、iq進行高通濾波，得到定子電流的微分量近似值其中，HP代表高通濾波器環(huán)節(jié)。e、根據(jù)dq坐標系下的定子電壓ud，uq、定子電流id，iq以及定子電流的微分量近似值計算得到目標電動勢ed：其中，Ld、Lq分別為永磁同步電機的直軸和交軸電抗，Ra為定子電樞電阻。f、對目標電動勢ed進行比例積分運算，得到t時刻轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的計算值ωC：其中，t表示當前時刻。g、對轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速計算值ωC進行低通濾波，得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計值ωr：ωr＝LPF(ωC)(7)其中，LPF表示低通濾波器。h、對轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速計算值ωC進行低通濾波，得到轉(zhuǎn)子位置角度的估計值θr其中，t表示當前時刻。i、根據(jù)估算的轉(zhuǎn)子速度更新估算選定的參考坐標系的旋轉(zhuǎn)速度：ωX＝ωr(9)j、根據(jù)估算的轉(zhuǎn)子角度更新估算選定的參考坐標系的角度：θX＝θr(10)k、返回步驟b，重復(fù)循環(huán)計算。步驟b中，測得的永磁同步電機的定子線電壓的基波分量uab、ubc轉(zhuǎn)換后得到的dq軸電壓ud、uq分別為：所述定子線電壓的基波分量uab、ubc是由安裝在永磁同步電機定子端的電壓傳感器測量得到。步驟c中，測量得到的定子三相電流ia、ib、ic轉(zhuǎn)換到選定旋轉(zhuǎn)坐標系中的dq坐標系下得到的dq軸電流id、iq分別為：所述定子線定子三相電流ia、ib、ic是由安裝在永磁同步電機定子側(cè)的電流傳感器測量得到。本發(fā)明的優(yōu)點在于：1.本裝置通過該控制方法實現(xiàn)時，不需要轉(zhuǎn)子磁鏈幅值ψr，相比其他方法對電機參數(shù)依賴小，能夠避免電機運行過程中參數(shù)變化對估算精度的影響。2.本控制方法采用的基于目標電動勢為0，實際是通過對目標電動勢進行積分來調(diào)整估算轉(zhuǎn)速值，當估算值與實際值完全吻合時，目標電動勢為0。這種估算方法對電機定子電抗和電阻參數(shù)誤差有較強的容錯能力，能提升估算的精度。3.本控制方法在旋轉(zhuǎn)參考系中進行，相比靜止坐標系下的估算方法，濾波環(huán)節(jié)受到的影響更小，估算精度更高。這是因為本控制方法是在旋轉(zhuǎn)坐標系中完成，在估算過程中，轉(zhuǎn)子dq軸電流分量的波動頻率會逐漸降低，最終幾乎變?yōu)橹绷髁?。這就意味著系統(tǒng)的高通濾波環(huán)節(jié)輸出會不斷減小最終接近為0，也即它造成的誤差被降低至最小，從而有利于提高估算精度。4.本控制方法中，高通濾波環(huán)節(jié)與低通濾波環(huán)節(jié)的濾波參數(shù)具有很強適應(yīng)性，不需要隨轉(zhuǎn)速和負載改變進行調(diào)節(jié)，調(diào)試容易，工程實踐簡單。5.本控制裝置采用網(wǎng)側(cè)建立直流母線電壓，母線電壓更穩(wěn)定，有利于電機控制的穩(wěn)定性。6.本控制裝置加入三相電抗器能吸收電機側(cè)的過電壓，減少電磁干擾，有利于三相全控橋的可靠運行。附圖說明圖1是本發(fā)明的實施組成結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是本發(fā)明用于典型永磁同步電機系統(tǒng)的控制框圖；圖3是本發(fā)明控制方法的功能框圖；圖4是本發(fā)明的轉(zhuǎn)速估計值與真實值的對比圖；圖5是本發(fā)明的角度估計值與真實值的對比圖；圖6是本發(fā)明實施例2的角度估計值與真實值的對比圖；圖7是本發(fā)明實施例2的角度估計值與真實值的誤差；圖8是本發(fā)明的轉(zhuǎn)速估計值。具體實施方式實施例1如圖1所示，基于無位置傳感器永磁同步電機的控制裝置，包括：網(wǎng)側(cè)整流單元、直流母線電容、三相全控橋主電路、電機濾波電抗器、電機控制系統(tǒng)、功率控制單元；網(wǎng)側(cè)整流單元連接直流母線電容，直流母線電容連接三相全控橋主電路，三相全控橋主電路連接電機濾波電抗器，電機濾波電抗器連接永磁同步電機；電機控制系統(tǒng)分別與電機濾波電抗器、永磁同步電機、功率控制單元連接，電機控制系統(tǒng)并將控制脈沖和保護信號發(fā)送給功率控制單元，功率控制單元向三相全控橋主電路發(fā)送信號，三相全控橋接受功率控制單元的信號驅(qū)動永磁同步電機；所述網(wǎng)側(cè)整流單元通過吸收電網(wǎng)的電能控制建立直流母線電壓；所述直流母線電容用于支撐電壓。所述電機控制系統(tǒng)包括核心控制器、信號采集電路，用于控制算法的實現(xiàn)。如圖2所示，其中被控對象為永磁同步電機，執(zhí)行機構(gòu)為三相全控橋。整流單元通過控制負責(zé)將電網(wǎng)電壓交流變換為所需要的直流，確保三相全控橋正常工作所需的直流電壓?？刂葡到y(tǒng)主要包含轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計單元，控制系統(tǒng)單元和脈寬調(diào)制單元?？刂葡到y(tǒng)單元根據(jù)上位給定的轉(zhuǎn)速/轉(zhuǎn)矩指令以及有功、無功指令，再根據(jù)估算得到的電機轉(zhuǎn)速、角度，計算得到dq坐標系下的電壓分量usd*和usq*。脈寬調(diào)制單元將控制系統(tǒng)單元計算得到的電壓分量usd*和usq*變換得到用于控制IGBT開關(guān)的PWM信號Ta、Tb、Tc，進而控制永磁同步電機。轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計單元負責(zé)估算電機的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速與位置，需要采集的信號包括電機的定子電壓和定子電流。本發(fā)明提出的方法用于轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計單元的實現(xiàn)。如圖3所示，本發(fā)明的控制方法。首先通過旋轉(zhuǎn)變換公式計算出定子電壓和電流在dq坐標系下的電壓電流分量ud、uq和id、iq，然后對dq軸電流進行高通濾波，得到定子電流的微分根據(jù)永磁同步電機在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的模型可知，通過目標電動勢計算即可得到dq坐標系下的定子d軸反電動勢估計值ed；當選定dq坐標系的d軸與永磁轉(zhuǎn)子的N極重合，q軸超前d軸90°時，如果估算的轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速沒有誤差，定子電壓d軸分量理論值為0，如果估算的d軸反電動勢不為0，說明需要對轉(zhuǎn)速和角度估計值進行調(diào)整；通過比例積分計算得到轉(zhuǎn)速的計算值ωC；對計算轉(zhuǎn)速進行低通濾波，得到最終的轉(zhuǎn)速估算值ωr；通過積分可計算得到轉(zhuǎn)子的角度θr；最后更新用于估算的轉(zhuǎn)子角度θX和轉(zhuǎn)速ωX。實施例2將本發(fā)明給出控制方法應(yīng)用于基于永磁同步電機的直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，其中，直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要參數(shù)如下：參數(shù)名稱數(shù)值永磁同步發(fā)電機額定容量(MVA)2.85定子額定電壓(V)690額定頻率(Hz)10.67定子相電阻(mΩ)5.3直軸電抗Ld(mH)1.69交軸電抗Lq(mH)1.69定子電壓脈寬調(diào)制頻率(kHz)2.5按照圖3所示方式來實現(xiàn)本發(fā)明提出的永磁同步電機的轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計方法。其中，高通濾波器按照一階高通濾波環(huán)節(jié)設(shè)計，時間常數(shù)取為5×10-4s，即高通濾波單元傳遞函數(shù)為：比例積分傳遞函數(shù)為：低通濾波器按一階低通濾波環(huán)節(jié)設(shè)計，時間常數(shù)取為0.2s，即高通濾波單元傳遞函數(shù)為：最后，將上述永磁同步電機的轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計單元放到具有圖2結(jié)構(gòu)的2.5MW直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，和控制系統(tǒng)單元與脈寬調(diào)制單元形成完整的閉環(huán)系統(tǒng)。在實際實施時，將裝置中的網(wǎng)側(cè)整流單元、直流母線電容、三相全控橋主電路、電機濾波電抗器、永磁同步電機通過模型搭建在RTDS仿真器中，電機控制系統(tǒng)采用西門子P320控制器，功率控制單元為專為本系統(tǒng)研究開發(fā)的功率控制單元。仿真器通過IO(輸入輸出)板卡接口與實際的控制器和控制單元連接。使能控制是系統(tǒng)工作在硬件在環(huán)實時仿真模式下。通過RTDS仿真器設(shè)定電機轉(zhuǎn)速為額定轉(zhuǎn)速，并通過電機控制系統(tǒng)給定信號使電機工作在滿載狀態(tài)。仿真結(jié)果如圖6、7、8所示，圖6為電機轉(zhuǎn)子實際和估算的角度，可以看出圖中是重合的。為了進一步觀測角度估算誤差，圖7顯示轉(zhuǎn)子位置實際值與估算值的誤差，可以看出，位置估算精度非常高，誤差基本在0.05rad以內(nèi)，平均約為0.025rad，對應(yīng)1.4deg。圖8所示為估算的轉(zhuǎn)子電轉(zhuǎn)速，由于電機設(shè)定工作在額定轉(zhuǎn)速下，即電轉(zhuǎn)速為67.04rad/s,可以看出，估算值約為67.0rad/s,轉(zhuǎn)速估算值基本沒有誤差。RTDS硬件在環(huán)實時仿真結(jié)果表明本發(fā)明提出的估計方法具有良好的性能。當前第1頁1 2 3