本發(fā)明涉及一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器，屬于電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域，尤其屬于隔離型直流-直流電能變換技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

隨著環(huán)境污染和能源匱乏問題的日益嚴(yán)重，可再生能源越來越受到人們的重視?？稍偕茉窗l(fā)電形式主要有光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、水利發(fā)電和燃料電池供電等，它們都具有輸出電壓范圍寬的特點。因此，為了能夠高效地利用可再生能源，減少能源浪費，需要一種能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的DC/DC變換器。

近年來，傳統(tǒng)LLC諧振變換器因效率高、功率密度高、成本低而得到了廣泛使用。它可以實現(xiàn)所有功率半導(dǎo)體器件的軟開關(guān)，降低電磁干擾，實現(xiàn)高頻化。附圖1所示的傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器的電壓增益表達式如式(1)所示。文獻中的實驗結(jié)果表明，輸入電壓范圍M_range在1.5倍左右時，傳統(tǒng)LLC諧振變換器整個工作范圍效率相對均衡。輸入電壓范圍越寬，變換器的激磁電感(L_m)越小，造成的環(huán)流越大，整個工作范圍的效率也就越低。因此，傳統(tǒng)LLC諧振變換器并不適合輸入電壓范圍過寬的場合。

式中，電感比值k＝L_m/L_r，開關(guān)頻率(f_s)標(biāo)一化值f_n＝2πf_s(L_rC_r)^0.5，負載(R_o)標(biāo)一化值Q＝π²(L_r/C_r)^0.5/(8n²R_o)。

為了拓展傳統(tǒng)LLC諧振變換器的輸入電壓范圍，文獻“Z.Liang，R.Guo，G.Wang，A.Huang.A new wide input range high efficiency photovoltaic inverter[C].IEEE Energy Conversion Congr.and Expos.，Atlanta，USA：IEEE，2010：2937-2943”在附圖1的基礎(chǔ)上提出了動態(tài)調(diào)節(jié)拓撲結(jié)構(gòu)的方式。當(dāng)附圖1中傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器的開關(guān)管S_P3處于常關(guān)、開關(guān)管S_P4處于常開時，變換器將等效為圖2中的傳統(tǒng)半橋LLC諧振變換器。半橋LLC諧振變換器因諧振電容C_r存在直流偏置電壓0.5U_in，電壓增益只有全橋LLC諧振變換器的一半，如式(2)所示。采用這兩種工作模式(此處分別記為高增益工作模式和低增益工作模式)聯(lián)合控制后，圖1中傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器拓展后的變換器增益如圖3所示。由式(1)、式(2)和附圖3可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓范圍M_range≥2倍，才能保證兩種工作模式的增益銜接。雖然兩個工作模式的總輸入電壓范圍達到4倍以上(2M_range)，但在單個工作模式輸入電壓范圍要至少2倍的情況下，變換器在整個工作范圍的效率并不均衡，表現(xiàn)并不出色。

為了進一步提升各工作點的效率，文獻“Haibing Hu，Xiang Fang，F(xiàn)rank Chen，Z.John Shen，Issa Batarseh.A Modified High-Efficiency LLC Converter With Two Transformers for Wide Input-Voltage Range Applications[J].IEEE Trans.Power Electron.，Apr.2013，28(4)：1946-1960”提出了如附圖4所示的雙變壓器型寬輸入范圍LLC諧振變換器。在原有的高增益或低增益工作模式的基礎(chǔ)上，通過第二變壓器(T₂)的切入與否，雙變壓器型LLC諧振變換器總共有四種工作模式。每種工作模式輸入電壓范圍在1.5倍左右，明顯提升了整個工作范圍內(nèi)的效率。但在其中兩種工作模式下，變壓器(T₂)被短路，不傳輸能量，降低了磁芯利用率。在硬件構(gòu)成上，副邊整流管數(shù)目較多，原邊多了短路變壓器(T₂)的兩個開關(guān)管(S_P5和S_P6)，對應(yīng)的驅(qū)動電路(如隔離光耦驅(qū)動)與主管(S_P1、S_P2、S_P3和S_P4)驅(qū)動電路(如電荷泵半橋驅(qū)動芯片)不一致，增加了硬件的復(fù)雜程度。

在諸如燃料電池供電等場合，變換器的輸入電壓范圍在2～3倍。上述兩種方案的總輸入電壓范圍設(shè)計值達到4倍，顯得過寬，又會帶來變換器的器件成本增加和效率犧牲。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，為寬輸入電壓范圍場合提供一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的：

所述一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器由輸入源(U_in)、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)、共用諧振電感(L_r)、第一諧振電容(C_r1)、第二諧振電容(C_r2)、第一變壓器(T₁)、第二變壓器(T₂)、副邊整流電路(20)、輸出濾波電容(C_o)和輸出負載(R_o)構(gòu)成，其中第一變壓器(T₁)的原邊激磁電感值為L_m1，第二變壓器(T₂)的原邊激磁電感值為L_m2；所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸入兩端分別與輸入源(U_in)的兩端相連，原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端b與第一諧振電容(C_r1)的一端相連，第一諧振電容(C_r1)另一端與第一變壓器(T₁)原邊繞組的異名端相連，第一變壓器(T₁)原邊繞組的同名端與第二變壓器(T₂)原邊繞組的同名端、共用諧振電感(L_r)的一端相連，共用諧振電感(L_r)的另一端與原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端a相連，第二變壓器(T₂)原邊繞組的異名端和第二諧振電容(C_r2)的一端相連，第二諧振電容(C_r2)的另一端和原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端c相連，第一變壓器(T₁)的副邊繞組同名端和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，副邊整流電路(20)的輸入端e和第二變壓器(T₂)的副邊繞組異名端相連，第二變壓器(T₂)的副邊繞組同名端和第一變壓器(T₁)的副邊繞組異名端相連，副邊整流電路(20)的輸出兩端分別和輸出濾波電容(C_o)兩端、輸出負載(R_o)兩端相連。

所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出正脈沖幅值為U_in、負脈沖幅值為-U_in或0、正負脈沖寬度為50％的矩形波電壓u_ab和u_ac，且這兩個矩形波電壓的相位一致。

所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)為兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，它由第一開關(guān)管(S_P1)、第二開關(guān)管(S_P2)、第三開關(guān)管(S_P3)和第四開關(guān)管(S_P4)構(gòu)成，第一開關(guān)管(S_P1)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的漏極、輸入源(U_in)的正極相連，第一開關(guān)管(S_P1)的源極和第二開關(guān)管(S_P2)的漏極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端a相連，第二開關(guān)管(S_P2)的源極和第四開關(guān)管(S_P4)的源極、輸入源(U_in)的負極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端c相連，第四開關(guān)管(S_P4)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端b相連。

所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)為三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，它由第一開關(guān)管(S_P1)、第二開關(guān)管(S_P2)、第三開關(guān)管(S_P3)、第四開關(guān)管(S_P4)、第五開關(guān)管(S_P5)和第六開關(guān)管(S_P6)構(gòu)成，第一開關(guān)管(S_P1)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的漏極、第五開關(guān)管(S_P5)的漏極、輸入源(U_in)的正極相連，第一開關(guān)管(S_P1)的源極和第二開關(guān)管(S_P2)的漏極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端a相連，第二開關(guān)管(S_P2)的源極和第四開關(guān)管(S_P4)的源極、第六開關(guān)管(S_P6)的源極、輸入源(U_in)的負極相連，第四開關(guān)管(S_P4)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端b相連，第六開關(guān)管(S_P6)的漏極和第五開關(guān)管(S_P5)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端c相連。

所述副邊整流電路(20)為全橋整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、第三整流二極管(D₃)和第四整流二極管(D₄)構(gòu)成，第一整流二極管(D₁)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和第四整流二極管(D₄)的陽極、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連，第四整流二極管(D₄)的陰極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第三整流二極管(D₃)的陽極相連，第三整流二極管(D₃)的陰極和第一整流二極管(D₁)的陰極、輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連。

所述副邊整流電路(20)為一種倍壓整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、第一倍壓整流電容(C_o1)和第二倍壓整流電容(C_o2)構(gòu)成，第一整流二極管(D₁)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和第二倍壓整流電容(C_o2)的負極、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連，第二倍壓整流電容(C_o2)的正極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第一倍壓整流電容(C_o1)的負極相連，第一倍壓整流電容(C_o1)的正極和第一整流二極管(D₁)的陰極、輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連。

所述副邊整流電路(20)為另一種倍壓整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、輔助倍壓整流電容(C_aux)構(gòu)成，輔助倍壓整流電容(C_aux)的負極和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，輔助倍壓整流電容(C_aux)的正極和第一整流二極管(D₁)的陽極、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第一整流二極管(D₁)的陰極和輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端e、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連。

本發(fā)明技術(shù)方案與既有技術(shù)方案的本質(zhì)區(qū)別在于，將傳統(tǒng)LLC諧振腔分裂成兩條支路，兩條支路共用諧振電感，各自含有一個諧振電容和一個變壓器，兩變壓器副邊串聯(lián)，兩個變壓器一直同時工作，當(dāng)其中一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0，而另一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0.5U_in時，變換器出現(xiàn)了本發(fā)明所特有的工作模式，如式(3)所示的電壓增益，是式(1)傳統(tǒng)全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統(tǒng)半橋LLC變換器的1.5倍，這可以明顯減小單個工作模式的輸入電壓范圍，優(yōu)化諧振腔參數(shù)，提高變壓器利用率，降低器件成本，提升變換器的效率和功率密度，滿足寬輸入電壓范圍場合高效率和高功率密度的需求。

本發(fā)明具有如下有益效果：

(1)單個工作模式下的輸入電壓范圍明顯減小，LLC諧振腔參數(shù)得到優(yōu)化，提升整個工作范圍的效率；

(2)兩個變壓器一直同時工作，利用率提高，減小體積，提升功率密度；

(3)功率半導(dǎo)體器件數(shù)目明顯減小，降低成本，提升功率密度；

(4)原邊開關(guān)管的驅(qū)動電路保持一致，降低成本。

附圖說明

附圖1是傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器原理圖；

附圖2是傳統(tǒng)半橋LLC諧振變換器原理圖；

附圖3是傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器采用高增益和低增益兩種工作模式聯(lián)合控制后的電壓增益示意圖；

附圖4是傳統(tǒng)雙變壓器型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖5是本發(fā)明的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖6是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖7是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖8是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用另一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖9是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖10是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖11是本發(fā)明原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用另一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器原理圖；

附圖12是附圖6所示變換器在低增益工作模式時原邊開關(guān)管控制策略示意圖；

附圖13是附圖6所示變換器在中增益工作模式時典型工作波形示意圖；

附圖14～16是附圖6所示變換器在附圖13中t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃時間段內(nèi)的各模態(tài)等效電路(圖中電流方向標(biāo)記為正方向)；

附圖17是附圖6所示變換器在中增益工作模式時的基波等效電路原理圖；

附圖18是附圖6所示變換器采用中增益和低增益兩種工作模式聯(lián)合控制后的電壓增益示意圖；

附圖19是附圖9所示變換器在高增益工作模式時原邊開關(guān)管控制策略示意圖；

附圖20是附圖9所示變換器采用高增益、中增益和低增益三種工作模式聯(lián)合控制后的電壓增益示意圖；

以上附圖中的符號名稱：U_in為輸入源；10為原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)；a、b、c為原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的三個輸出端口；20為副邊整流電路；d、e為副邊整流電路(20)的兩個輸入端口；L_r為共用諧振電感；C_r為諧振電容；C_r1為第一諧振電容；C_r2為第二諧振電容；T₁為第一變壓器；T₂為第二變壓器；L_m為變壓器的原邊激磁電感；L_m1為第一變壓器(T₁)的原邊激磁電感；L_m2為第二變壓器(T₂)的原邊激磁電感；n∶1為變壓器匝比；n₁∶1或n₁∶1∶1為第一變壓器(T₁)的原副邊匝比；n₂∶1或n₂∶1∶1為第二變壓器(T₂)的原副邊匝比；S_P1、S_P2、S_P3、S_P4、S_P5和S_P6分別為原邊第一、第二、第三、第四、第五和第六開關(guān)管；D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆、D₇、D₈分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八整流二極管；C_o為輸出濾波電容；C_o1和C_o2為第一、第二倍壓整流電容；C_aux為輔助倍壓整流電容；R_o為輸出負載；U_o為輸出電壓；I_o為輸出電流；M為電壓增益；f_n為標(biāo)一化開關(guān)頻率；f_nmin為最低開關(guān)頻率的標(biāo)一化值；f_nmax為最高開關(guān)頻率的標(biāo)一化值；i_Lr、i_Lr1、i_Lr2分別為流過L_r、C_r1、C_r2的電流；i_m1、i_m2分別為流過L_m1、L_m2的電流；i_s為流過兩個變壓器副邊的電流；u_Lr、u_Cr1、u_Cr2分別為L_r、C_r1、C_r2兩端的電壓；u_GSP1、u_GSP2、u_GSP3、u_GSP4、u_GSP5和u_GSP6分別為開關(guān)管S_P1、S_P2、S_P3、S_P4、S_P5和S_P6的驅(qū)動電壓；u_ab為原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)兩個端口a、b之間的電壓，u_ac為兩個端口a、c之間的電壓；U_iac為正負脈沖幅值±U_in、脈沖寬度50％的方波電壓的基波分量；I_Lr、I_Lr1、I_Lr2、I_m1、I_m2、I_s分別為i_Lr、i_Lr1、i_Lr2、i_m1、i_m2、i_s的基波分量；U_Lr、U_Cr1、U_Cr2分別為u_Lr、u_Cr1、u_Cr2的基波分量；t₀、t₁、t₂、t₃和t₄為時間。

具體實施方式

結(jié)合附圖對本發(fā)明的技術(shù)方案進行詳細說明。

如附圖5所示，所述一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器由輸入源(U_in)、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)、共用諧振電感(L_r)、第一諧振電容(C_r1)、第二諧振電容(C_r2)、第一變壓器(T₁)、第二變壓器(T₂)、副邊整流電路(20)、輸出濾波電容(C_o)和輸出負載(R_o)構(gòu)成，其中第一變壓器(T₁)的原邊激磁電感值為L_m1，第二變壓器(T₂)的原邊激磁電感值為L_m2；所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸入兩端分別與輸入源(U_in)的兩端相連，原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端b與第一諧振電容(C_r1)的一端相連，第一諧振電容(C_r1)另一端與第一變壓器(T₁)原邊繞組的異名端相連，第一變壓器(T₁)原邊繞組的同名端與第二變壓器(T₂)原邊繞組的同名端、共用諧振電感(L_r)的一端相連，共用諧振電感(L_r)的另一端與原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端a相連，第二變壓器(T₂)原邊繞組的異名端和第二諧振電容(C_r2)的一端相連，第二諧振電容(C_r2)的另一端和原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)的輸出端c相連，第一變壓器(T₁)的副邊繞組同名端和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，副邊整流電路(20)的輸入端e和第二變壓器(T₂)的副邊繞組異名端相連，第二變壓器(T₂)的副邊繞組同名端和第一變壓器(T₁)的副邊繞組異名端相連，副邊整流電路(20)的輸出兩端分別和輸出濾波電容(C_o)兩端、輸出負載(R_o)兩端相連。

在本發(fā)明中，所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出正脈沖幅值為U_in、負脈沖幅值為-U_in或0、正負脈沖寬度為50％的矩形波電壓u_ab和u_ac，且這兩個矩形波電壓的相位一致。為了實現(xiàn)這個目的，所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)可以為兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)或三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)。

如附圖6、附圖7或附圖8所示，所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)為兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，它由第一開關(guān)管(S_P1)、第二開關(guān)管(S_P2)、第三開關(guān)管(S_P3)和第四開關(guān)管(S_P4)構(gòu)成，第一開關(guān)管(S_P1)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的漏極、輸入源(U_in)的正極相連，第一開關(guān)管(S_P1)的源極和第二開關(guān)管(S_P2)的漏極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端a相連，第二開關(guān)管(S_P2)的源極和第四開關(guān)管(S_P4)的源極、輸入源(U_in)的負極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端c相連，第四開關(guān)管(S_P4)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端b相連。

如附圖9、附圖10或附圖11所示，所述原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)為三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，它由第一開關(guān)管(S_P1)、第二開關(guān)管(S_P2)、第三開關(guān)管(S_P3)、第四開關(guān)管(S_P4)、第五開關(guān)管(S_P5)和第六開關(guān)管(S_P6)構(gòu)成，第一開關(guān)管(S_P1)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的漏極、第五開關(guān)管(S_P5)的漏極、輸入源(U_in)的正極相連，第一開關(guān)管(S_P1)的源極和第二開關(guān)管(S_P2)的漏極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端a相連，第二開關(guān)管(S_P2)的源極和第四開關(guān)管(S_P4)的源極、第六開關(guān)管(S_P6)的源極、輸入源(U_in)的負極相連，第四開關(guān)管(S_P4)的漏極和第三開關(guān)管(S_P3)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端b相連，第六開關(guān)管(S_P6)的漏極和第五開關(guān)管(S_P5)的源極、原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出端c相連。

如附圖6或附圖9所示，所述副邊整流電路(20)為全橋整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、第三整流二極管(D₃)和第四整流二極管(D₄)構(gòu)成，第一整流二極管(D₁)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和第四整流二極管(D₄)的陽極、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連，第四整流二極管(D₄)的陰極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第三整流二極管(D₃)的陽極相連，第三整流二極管(D₃)的陰極和第一整流二極管(D₁)的陰極、輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連。

如附圖7或附圖10所示，所述副邊整流電路(20)為一種倍壓整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、第一倍壓整流電容(C_o1)和第二倍壓整流電容(C_o2)構(gòu)成，第一整流二極管(D₁)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和第二倍壓整流電容(C_o2)的負極、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連，第二倍壓整流電容(C_o2)的正極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第一倍壓整流電容(C_o1)的負極相連，第一倍壓整流電容(C_o1)的正極和第一整流二極管(D₁)的陰極、輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連。

如附圖8或附圖11所示，所述副邊整流電路(20)為另一種倍壓整流電路，它由第一整流二極管(D₁)、第二整流二極管(D₂)、輔助倍壓整流電容(C_aux)構(gòu)成，輔助倍壓整流電容(C_aux)的負極和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，輔助倍壓整流電容(C_aux)的正極和第一整流二極管(D₁)的陽極、第二整流二極管(D₂)的陰極相連，第一整流二極管(D₁)的陰極和輸出濾波電容(C_o)的正極、輸出負載(R_o)的正極相連，第二整流二極管(D₂)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端e、輸出濾波電容(C_o)的負極、輸出負載(R_o)的負極相連。

本發(fā)明的目的是針對寬輸入電壓范圍場合實現(xiàn)高效率和高功率密度的隔離直流變換，為了實現(xiàn)該目的，本發(fā)明采用動態(tài)調(diào)節(jié)拓撲結(jié)構(gòu)的方式拓寬變換器的輸入電壓范圍。本發(fā)明將傳統(tǒng)LLC諧振腔分裂成兩條支路，兩條支路共用諧振電感，各自含有一個諧振電容和一個變壓器，兩變壓器副邊串聯(lián)，兩個變壓器一直同時工作，當(dāng)其中一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0，而另一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0.5U_in時，變換器出現(xiàn)了本發(fā)明所特有的工作模式，如式(3)所示的電壓增益，是式(1)傳統(tǒng)全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統(tǒng)半橋LLC變換器的1.5倍，這可以明顯減小單個工作模式的輸入電壓范圍，優(yōu)化諧振腔參數(shù)，提高變壓器利用率，降低器件成本，提升變換器的效率和功率密度，滿足寬輸入電壓范圍場合高效率和高功率密度的需求。

下面以附圖6所示的原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器為例，說明本發(fā)明的工作原理。附圖6中，L_m1＝L_m2＝2L_m，C_r1＝C_r2＝0.5C_r，n₁＝n₂＝2n。在現(xiàn)有文獻中，為了滿足功率需求，變換器諧振電容C_r常需多個薄膜電容并聯(lián)。因此，與現(xiàn)有文獻中變換器相比，附圖6中的變換器諧振電容體積不會增加。該變換器采用變頻控制，低增益工作模式和中增益工作模式下的原邊開關(guān)管控制策略分別如附圖12和附圖13所示。

在附圖12的低增益工作模式中，附圖6所示變換器原邊第三開關(guān)管(S_P3)驅(qū)動u_GSP3保持常關(guān)，第四開關(guān)管(S_P4)驅(qū)動u_GSP4保持常開，第一開關(guān)管(S_P1)驅(qū)動u_GSP1和第二開關(guān)管(S_P2)驅(qū)動u_GSP2為占空比50％互補導(dǎo)通。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出的矩形波電壓u_ab、u_ac的正脈沖幅值都為U_in、負脈沖幅值都為0、正負脈沖寬度都為50％，兩者相位一致。低增益工作模式下，該變換器可以等效為圖2中的傳統(tǒng)半橋LLC變換器，電壓增益如式(2)所示，此處不再作詳細描述。

附圖13給出了附圖6所示的原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用兩橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器在中增益工作模式時的典型工作波形。在附圖13中，該變換器原邊第一開關(guān)管(S_P1)驅(qū)動u_GSP1和第四開關(guān)管(S_P4)驅(qū)動u_GSP4保持一致，第二開關(guān)管(S_P2)驅(qū)動u_GSP2和第三開關(guān)管(S_P3)驅(qū)動u_GSP3保持一致，u_GSP1和u_GSP2為占空比50％互補導(dǎo)通。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出的矩形波電壓u_ab正負脈沖幅值為±U_in，矩形波電壓u_ac正脈沖幅值為U_in、負脈沖幅值為0，u_ab、u_ac正負脈沖寬度都為50％，兩者相位一致。

t₀時刻，原邊第一開關(guān)管(S_P1)和原邊第四開關(guān)管(S_P4)同時關(guān)斷，原邊四個開關(guān)管(S_P1、S_P2、S_P3和S_P4)都處于關(guān)斷狀態(tài)，副邊電流i_s為0，副邊四個整流管(D₁、D₂、D₃和D₄)都不導(dǎo)通，第一變壓器的激磁電感(L_m1)、第二變壓器的激磁電感(L_m2)與共用諧振電感(L_r)、第一諧振電容(C_r1)、第二諧振電容(C_r2)共同諧振，在此過程中，原邊第二開關(guān)管(S_P2)和第三開關(guān)管(S_P3)漏源極電壓降為0，為零電壓開通作好準(zhǔn)備，輸出濾波電容(C_o)向輸出負載(R_o)供電，t₀～t₁時間段內(nèi)的模態(tài)等效電路如附圖14所示。

t₁時刻，原邊第二開關(guān)管(S_P2)和第三開關(guān)管(S_P3)實現(xiàn)零電壓開通，第一變壓器的激磁電感(L_m1)、第二變壓器的激磁電感(L_m2)被輸出(U_o)折射到原邊的電壓反向箝位，i_m1、i_m2電流線性下降，共用諧振電感(L_r)、第一諧振電容(C_r1)、第二諧振電容(C_r2)共同諧振，輸入源(U_in)向諧振腔和負載提供能量，i_Lr1與i_m1的差值與副邊的折射電流i_s/n₁相等，i_Lr2與i_m2的差值與副邊的折射電流i_s/n₂相等，副邊第二整流二極管(D₂)和第三整流二極管(D₃)中流過電流i_s，與輸出濾波電容(C_o)共同向輸出負載(R_o)供電，t₁～t₂時間段內(nèi)的模態(tài)等效電路如附圖15所示。

t₂時刻，諧振電流與激磁電流相等(i_Lr1＝i_m1，i_Lr2＝i_m2)，第二整流二極管(D₂)和第三整流二極管(D₃)實現(xiàn)零電流關(guān)斷，第一變壓器的激磁電感(L_m1)、第二變壓器的激磁電感(L_m2)和副邊脫開，與共用諧振電感(L_r)、第一諧振電容(C_r1)、第二諧振電容(C_r2)共同諧振，輸入源(U_in)向諧振腔存儲能量，輸出濾波電容(C_o)向輸出負載(R_o)供電，t₂～t₃時間段內(nèi)的模態(tài)等效電路如附圖16所示。

t₃時刻，原邊第二開關(guān)管(S_P2)和第三開關(guān)管(S_P3)同時關(guān)斷，下半個開關(guān)周期開始，工作過程類似，不再重復(fù)敘述。

在附圖13的整個工作過程中，第一諧振電容(C_r1)的直流偏置電壓為0，第二諧振電容(C_r2)的直流偏置電壓為0.5U_in。附圖17是變換器在中增益工作模式下的基波等效電路，使用基波分析法推導(dǎo)此時的變換器電壓增益，如式(3)所示。中增益工作模式下的電壓增益是式(1)傳統(tǒng)全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統(tǒng)半橋LLC變換器的1.5倍。中增益工作模式是本發(fā)明所特有的工作模式。

采用低增益和中增益兩種工作模式聯(lián)合控制后，附圖6所示變換器的電壓增益范圍得到了明顯的擴展，如附圖18所示。由式(2)、式(3)和附圖21可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓范圍M_range≥1.5倍時，就能保證工作模式低增益工作模式和中增益工作模式的增益銜接。因此，兩個工作模式下的總輸入電壓范圍可以達到2.25倍以上(1.5M_range)。與現(xiàn)有文獻中的變換器相比，附圖6所示變換器的總輸入電壓范圍在2.25倍附近時(如某些燃料電池供電場合的2.5倍輸入電壓范圍)，因單個工作模式下的輸入電壓范圍明顯變窄，效率表現(xiàn)較佳。

下面以附圖9所示的原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)采用三橋臂開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、副邊整流電路(20)采用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入范圍LLC諧振變換器為例，進一步說明本發(fā)明的工作原理。附圖9中，L_m1＝L_m2＝2L_m，C_r1＝C_r2＝0.5C_r，n₁＝n₂＝2n。該變換器采用變頻控制。與附圖6所示變換器相比，附圖9所示變換器有三種工作模式，多了一種高增益工作模式，其原邊開關(guān)管控制策略如附圖19所示。圖中，該變換器原邊第一開關(guān)管(S_P1)驅(qū)動u_GSP1和第四開關(guān)管(S_P4)驅(qū)動u_GSP4、第六開關(guān)管(S_P6)驅(qū)動u_GSP6保持一致，第二開關(guān)管(S_P2)驅(qū)動u_GSP2和第三開關(guān)管(S_P3)驅(qū)動u_GSP3、第五開關(guān)管(S_P5)驅(qū)動u_GSP5保持一致，u_GSP1和u_GSP2為占空比50％互補導(dǎo)通。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出的矩形波電壓u_ab、u_ac的正負脈沖幅值都為±U_in、正負脈沖寬度都為50％，兩者相位一致。高增益工作模式下，該變換器可以等效為圖1中的傳統(tǒng)全橋LLC變換器，電壓增益如式(1)所示，此處不再作詳細描述。

在中增益工作模式時，該變換器原邊第五開關(guān)管(S_P5)驅(qū)動u_GSP5保持常關(guān)，第六開關(guān)管(S_P6)驅(qū)動u_GSP6保持常開，第一開關(guān)管(S_P1)驅(qū)動u_GSP1和第四開關(guān)管(S_P4)驅(qū)動u_GSP4保持一致，第二開關(guān)管(S_P2)驅(qū)動u_GSP2和第三開關(guān)管(S_P3)驅(qū)動u_GSP3保持一致，u_GSP1和u_GSP2為占空比50％互補導(dǎo)通。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出的矩形波電壓u_ab正負脈沖幅值為±U_in，矩形波電壓u_ac正脈沖幅值為U_in、負脈沖幅值為0，u_ab、u_ac正負脈沖寬度都為50％，兩者相位一致。在中增益工作模式下，該變換器可以等效為附圖6所示的變換器，電壓增益如式(3)所示，此處不再作詳細描述。

在低增益工作模式時，該變換器原邊第三開關(guān)管(S_P3)驅(qū)動u_GSP3和第五開關(guān)管(S_P5)驅(qū)動u_GSP5保持常關(guān)，第四開關(guān)管(S_P4)驅(qū)動u_GSP4和第六開關(guān)管(S_P6)驅(qū)動u_GSP6保持常開，第一開關(guān)管(S_P1)驅(qū)動u_GSP1和第二開關(guān)管(S_P2)驅(qū)動u_GSP2為占空比50％互補導(dǎo)通。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)(10)輸出的矩形波電壓u_ab、u_ac的正脈沖幅值都為U_in、負脈沖幅值都為0、正負脈沖寬度都為50％，兩者相位一致。低增益工作模式下，該變換器可以等效為圖2中的傳統(tǒng)半橋LLC變換器，電壓增益如式(2)所示，此處不再作詳細描述。

采用三種工作模式聯(lián)合控制后，附圖9所示變換器的電壓增益范圍得到了明顯的擴展，如附圖20所示。由式(1)、式(2)、式(3)和附圖20可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓范圍M_range≥1.5倍，就能保證低增益工作模式和中增益工作模式的增益銜接。因此，三個工作模式下的輸入電壓范圍可以達到3倍以上(2M_range)。與現(xiàn)有文獻中的變換器相比，附圖9所示的變換器的總輸入電壓范圍在3倍時，因單個工作模式下的輸入電壓范圍明顯變窄，效率表現(xiàn)較佳。

根據(jù)上述兩個實施例的描述可知，與現(xiàn)有文獻中的變換器相比，本發(fā)明功率半導(dǎo)體器件數(shù)目較少，原邊開關(guān)管的驅(qū)動電路保持一致，降低了成本；可以明顯減小單個工作模式下的輸入電壓范圍，優(yōu)化諧振腔參數(shù)，提升了效率；兩個變壓器一直同時工作，提高了器件利用率，減小了體積，提升了功率密度，滿足了寬輸入電壓范圍場合高效率和高功率密度的需求。

本說明書中所描述的以上內(nèi)容僅僅是對本發(fā)明所作的舉例說明。本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對所描述的具體實施例做各種修改或補充或采用類似的方式替代，只要不偏離本發(fā)明說明書的內(nèi)容或者超越本權(quán)利要求書所定義的范圍，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護范圍。