本申請涉及一種微型光伏并網(wǎng)逆變器和控制方法，能夠?qū)碜怨夥姘宓闹绷麟娔苻D(zhuǎn)化為與公共交流電網(wǎng)同頻同相的交流電能并注入公共電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)可循環(huán)清潔能源的利用與轉(zhuǎn)化。

背景技術(shù)：

目前，微型光伏并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要為正激和反激結(jié)構(gòu)，其中正激結(jié)構(gòu)需要去耦變壓器，元器件較多，成本較高，不適用于小功率使用和普及；反激結(jié)構(gòu)由于其原邊漏感存在，在每個(gè)開關(guān)周期關(guān)斷時(shí)，原邊漏感產(chǎn)生的高壓脈沖尖峰容易造成元器件損壞，傳統(tǒng)的RCD(Resistance Capacitance Diode)箝位電路被應(yīng)用于反激結(jié)構(gòu)中，用來吸收漏感能量和高壓脈沖，但其是將此漏感能量轉(zhuǎn)化為熱能損失，效率較低。

現(xiàn)有技術(shù)中，主要包括以下兩種技術(shù)方案：

(1)中國專利申請的201210012195.2中公開了采用交錯(cuò)并聯(lián)有源箝位的反激式光伏并網(wǎng)逆變器，該發(fā)明結(jié)構(gòu)有助減小了輸出電流紋波，又實(shí)現(xiàn)了漏感能量吸收和有效利用，提高了效率，并改善了高頻電路的EMI特性。

(2)中國專利申請的201110186983.9中公開了一種太陽能光伏并網(wǎng)交錯(cuò)并聯(lián)反激逆變器，降低了并網(wǎng)電流的THD。

上述兩種方案雖然有一定的實(shí)際效果，但均存在一些問題。例如，方案(1)中的有源箝位電路并聯(lián)于變壓器原邊，對該有源箝位電路的元器件特性要求比較高，箝位電容耐壓值高，箝位輔助開關(guān)管的耐壓值和驅(qū)動(dòng)電路要求高。方案(2)中沒有針對反激中存在的漏感而設(shè)計(jì)的箝位電路，漏感容易造成器件損壞和系統(tǒng)效率降低。另外方案(1)和方案(2)中都采用了交錯(cuò)并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，但是并沒有設(shè)置均衡調(diào)控兩路反激結(jié)構(gòu)負(fù)載功率的功能，容易由于物理原因或者干擾導(dǎo)致兩路負(fù)載不均衡，某一路功率負(fù)載過大，損壞元器件或引起溫度升高而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種微型光伏并網(wǎng)逆變器和控制方法，以克服現(xiàn)有技術(shù)中的問題。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：

本申請實(shí)施例公開一種微型光伏并網(wǎng)逆變器，將來自光伏面板的直流電能轉(zhuǎn)化為與公共交流電網(wǎng)同頻同相的交流電能并注入公共電網(wǎng)，所述逆變器包括依次連接在光伏面板和公共電網(wǎng)之間的功率解耦模塊、交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊，所述功率解耦模塊、交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊分別與控制單元連接，所述交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊包括兩路帶負(fù)載均衡和有源箝位功能的反激電路，該兩路反激電路的結(jié)構(gòu)和參數(shù)相同，且在開關(guān)周期內(nèi)，該兩路反激電路相互交替180°工作。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述反激電路包括實(shí)現(xiàn)有源箝位和負(fù)載均衡功能的電路單元。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，每路所述反激電路分別包括主開關(guān)管、箝位開關(guān)管、主變壓器，有源箝位電路和電流采樣器，所述主開關(guān)管置于電流采樣器和地之間，所述電流采樣器連接主變壓器和主開關(guān)管，所述有源箝位電路包括箝位電容和箝位輔助開關(guān)管，所述箝位電容置于主開關(guān)管的漏極和箝位開關(guān)管的漏極之間，所述箝位輔助開關(guān)管置于箝位電容和地之間。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，每路所述反激電路還包括輸出二極管和濾波電容，該輸出二極管和濾波電容置于變壓器副邊，連接后級部分。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述主開關(guān)管為N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述箝位輔助開關(guān)管為P溝道的MOSFET。

優(yōu)選的，上述P溝道MOSFET驅(qū)動(dòng)電路相對于N溝道MOSFET較為容易，且箝位輔助開關(guān)管和箝位電容并聯(lián)于主開關(guān)管的漏源極兩側(cè)，相對于并聯(lián)于變壓器原邊兩測耐壓值較低，可降低成本。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述電流采樣器為電流互感器，所述電流互感器原邊連接主開關(guān)管和主變壓器，副邊連接采樣電阻。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述控制單元包括電流環(huán)和前饋電壓環(huán)雙環(huán)控制，所述電流環(huán)用以跟蹤和采樣電網(wǎng)電壓幅值和相位及輸出電壓與電流幅值相位，與參考電流值進(jìn)行比較，經(jīng)過電流補(bǔ)償，配合電壓前饋環(huán)節(jié)，得到控制反激部分占空比的參數(shù)，輸出到占空比控制器中，控制輸出與電網(wǎng)電壓同相位的電流。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器中，所述控制單元還包括負(fù)載均衡控制模塊，該負(fù)載均衡控制模塊在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)根據(jù)兩路帶負(fù)載均衡的有源箝位反激拓?fù)漭敵銎骄娏鞔笮〉牟町?，生成一個(gè)微小的變量，輸出到該路占空比控制器當(dāng)中，改變兩路反激部分的驅(qū)動(dòng)脈沖占空比，使兩路結(jié)構(gòu)達(dá)到負(fù)載均衡的效果。

相應(yīng)的，本申請還公開了一種微型光伏并網(wǎng)逆變器的控制方法，每路所述帶負(fù)載均衡的有源箝位反激拓?fù)渲?，在開關(guān)周期內(nèi)，所述主開關(guān)管與箝位輔助開關(guān)管交替導(dǎo)通，逆變器工作于斷續(xù)模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器的控制方法中，在一個(gè)開關(guān)周期當(dāng)中，當(dāng)主開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，相對應(yīng)箝位輔助開關(guān)管關(guān)閉，當(dāng)主開關(guān)管關(guān)斷后，經(jīng)過一段死區(qū)時(shí)間后相對應(yīng)輔助開關(guān)管導(dǎo)通，下一次開關(guān)周期開始之前，相對應(yīng)箝位輔助開關(guān)管關(guān)閉，經(jīng)過一段死區(qū)時(shí)間后,主開關(guān)管導(dǎo)通，開始新的開關(guān)周期。

優(yōu)選的，在上述的微型光伏并網(wǎng)逆變器的控制方法中，死區(qū)時(shí)間內(nèi)兩路帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的反激電路均不工作，死區(qū)時(shí)間大于主開關(guān)管開啟時(shí)間最大值和箝位輔助開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間最大值之和，小于變壓器原邊漏感與箝位電容諧振周期的四分之一。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于：

(1)、本發(fā)明交錯(cuò)并聯(lián)的反激拓?fù)渚哂杏性大槲缓拓?fù)載均衡特性，有源箝位電路不僅能夠在反激主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，將反激主開關(guān)的漏源電壓箝置在一個(gè)安全范圍內(nèi)，保證了反激主開關(guān)的安全，而且收集并循環(huán)利用變壓器原邊漏感的能量，提高了整體系統(tǒng)的效率；

(2)、本發(fā)明的交錯(cuò)并聯(lián)兩路反激電路在開關(guān)周期內(nèi)交替工作，可以有效減小變壓器體積和增大功率密度，有效減少了元器件數(shù)量，減小了輸出電流紋波，減小了耦合電容體積，減少了成本，更加適合應(yīng)用分布式光伏發(fā)電和光伏建筑一體化應(yīng)用；

(3)、本發(fā)明的交錯(cuò)并聯(lián)反激拓?fù)渲械呢?fù)載均衡特性能夠?qū)崟r(shí)調(diào)整兩路反激電路的輸出電流大小，避免了因物理參數(shù)差異或干擾造成的負(fù)載不均衡，進(jìn)而引起熱量溫度上升，損壞了系統(tǒng)。該特性有效保護(hù)了元器件，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

(4)、本發(fā)明中的反激部分工作于DCM模式下，只需控制反激部分主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比根據(jù)電網(wǎng)電壓的相位和參考電流的幅值變化，即可輸出與電網(wǎng)電壓同頻同相的電流，控制簡單，成本低，易于實(shí)現(xiàn)。

附圖說明

為了更清楚地說明本申請實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本申請中記載的一些實(shí)施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中微型光伏并網(wǎng)逆變器的原理方框圖；

圖2所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的交錯(cuò)并聯(lián)反激部分的電路圖；

圖3所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作原理波形圖；

圖4所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的反激部分工作在DCM模式的原理示意圖；

圖5所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中逆變器的整體控制原理示意圖；

圖6所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中PI(Proportional Integral)控制原理的框圖；

圖7所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中控制兩路反激結(jié)構(gòu)電流負(fù)載均衡的控制原理的框圖；

圖8所示為本發(fā)明具體實(shí)施例中帶負(fù)載均衡的交錯(cuò)并聯(lián)有源箝位反激部分的開關(guān)管驅(qū)動(dòng)控制示意圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)的描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

結(jié)合圖1所示，微型光伏并網(wǎng)逆變器，將來自光伏面板的直流電能轉(zhuǎn)化為與公共交流電網(wǎng)同頻同相的交流電能并注入公共電網(wǎng)，該逆變器功率輸出最大可達(dá)250瓦，屬于小功率范圍，每個(gè)反激部分可承受最大功率不超過200瓦。

逆變器包括依次連接在光伏面板和公共電網(wǎng)之間的功率解耦模塊、交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊，功率解耦模塊、交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊分別與控制單元連接，交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊包括兩路反激電路，該兩路電路拓?fù)?、元器件及參?shù)相同，在開關(guān)周期內(nèi)，相互交替180°工作。

該技術(shù)方案中，該逆變器采用的是帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的交錯(cuò)并聯(lián)反激模塊，輸出最高功率不超過250瓦，適合分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)和光伏建筑一體化應(yīng)用。

該技術(shù)方案中，相對于傳統(tǒng)的正激電路，反激電路不需要去耦變壓器，減少了元器件數(shù)量和體積，節(jié)省了成本和占用空間，更加適合于小功率應(yīng)用。

相對于傳統(tǒng)反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中采用的RCD箝位電路將變壓器原邊漏感能量以熱量形式釋放，提高了系統(tǒng)溫度，降低了效率，也縮短了系統(tǒng)的壽命，本發(fā)明所采用交錯(cuò)并聯(lián)的有源箝位反激拓?fù)淠軌蛴行岣呦到y(tǒng)效率，不會(huì)引起溫度升高，減小了系統(tǒng)紋波，延長了系統(tǒng)壽命。

圖2是所示為帶負(fù)載均衡和有源箝位的交錯(cuò)并聯(lián)反激結(jié)構(gòu)200，該反激結(jié)構(gòu)200由兩個(gè)硬件結(jié)構(gòu)相同的帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的反激拓?fù)洳糠?01和202組成，其中兩個(gè)反激拓?fù)洳糠衷谝粋€(gè)開關(guān)周期內(nèi)交錯(cuò)180°輪流工作，兩個(gè)反激拓?fù)洳糠纸惶婀ぷ髦虚g有死區(qū)時(shí)間，死區(qū)時(shí)間內(nèi)兩反激部分均不工作，死區(qū)時(shí)間大于主開關(guān)管開啟時(shí)間最大值和箝位輔助開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間最大值之和，小于變壓器原邊漏感與箝位電容諧振周期的四分之一。

每一路帶負(fù)載均衡和有源箝位特性的反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由主反激部分、有源箝位部分和電流采樣部分組成，以第一部分帶負(fù)載均衡特性的有源箝位反激拓?fù)洳糠?01為例，主要由變壓器TR1，電流互感器CT1，電流采樣電阻R1,反激主開關(guān)管Q1，箝位電容Cclamp1和箝位開關(guān)管Q2以及與主變壓器副邊相連接的輸出二極管D1和濾波電容C1組成，此處為了說明方便，將變壓器原邊線圈漏感以單獨(dú)元件Lleakage1表示出來。

其中，主反激部分變壓器TR1連接光伏面板和后極輸出，有能量變換和隔離的作用，電流互感器CT1原邊置于變壓器原邊和反激主開關(guān)管Q1之間，電流采樣電阻R1置于電流互感器CT1副邊連接后級處理電路，反激主開關(guān)管Q1置于變壓器CT1和地之間，輸出二極管D1和濾波電容C1置于變壓器TR1副邊，連接后級部分。有源箝位部分箝位電容Cclamp1連接反激主開關(guān)管漏極和箝位輔助開關(guān)管Q2漏極，箝位輔助開關(guān)管Q2置于箝位電容Cclamp1和地之間。

進(jìn)一步地，反激主開關(guān)管Q1使用耐高壓，耐大電流的N溝道MOSFET實(shí)現(xiàn)反激部分主電路的通斷。

進(jìn)一步地，有源箝位電路輔助開關(guān)管使用P溝道的MOSFET控制通斷，其與本路反激主開關(guān)交替導(dǎo)通。

該技術(shù)方案中，相對于單獨(dú)的一路反激結(jié)構(gòu)，由于工作在開關(guān)切換狀態(tài)，輸出紋波較大，需要用較大容量和體積的濾波電容，且當(dāng)紋波較大時(shí)，易引起溫度上升，降低系統(tǒng)安全性和效率。本發(fā)明采用的帶負(fù)載均衡的交錯(cuò)并聯(lián)有源箝位的兩路反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，兩路反激結(jié)構(gòu)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，交錯(cuò)180度交替工作，這樣輸出的等效紋波大大減小，可有效減小濾波電容體積和提高系統(tǒng)效率和壽命。

結(jié)合圖3所示，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，反激主開關(guān)管Q1和箝位開關(guān)管Q2也是交替工作，中間一段死區(qū)時(shí)間，死區(qū)時(shí)間內(nèi)兩管不導(dǎo)通。反激主開關(guān)管Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器磁芯T1儲(chǔ)存能量，次級側(cè)二極管D1反向截止不導(dǎo)通，當(dāng)主開管管Q1關(guān)斷時(shí)，次級二極管D1正向?qū)?，變壓器TR1存儲(chǔ)的能量傳遞到次級側(cè)，原邊漏感Lleakage1與箝位電容Cclamp1發(fā)生了諧振，此時(shí)電流從漏感流向箝位電容，箝位電容充電，收集漏感釋放的能量，當(dāng)箝位輔助開關(guān)管Q2打開時(shí)，此時(shí)，儲(chǔ)存在箝位電容Cclamp1中的能量開始釋放能量，電流改變流動(dòng)方向，開始由箝位電容流出，箝位電容內(nèi)存儲(chǔ)的能量也循環(huán)釋放到次級側(cè)負(fù)載，有效利用了漏感能量，減少了能量的損失，提高了系統(tǒng)效率，并且由于箝位電容的作用，反激主開關(guān)管在關(guān)斷時(shí)漏源級電壓被箝位在一個(gè)安全值以內(nèi)，有效保護(hù)了主開關(guān)管，提高了系統(tǒng)的安全性。

該技術(shù)方案中，通過有源箝位電路能實(shí)現(xiàn)更高的效率，另外兩路反激交替工作，可以有效減少輸出的紋波，可以減小濾波電容體積和容量，提高系統(tǒng)的壽命。

該技術(shù)方案中，反激電路正常工作時(shí)，主開關(guān)關(guān)斷時(shí)由于變壓器原邊漏感會(huì)產(chǎn)生的高脈沖電壓，本發(fā)明所采用的有源箝位電路，可在反激主開關(guān)關(guān)斷后打開，利用箝位電容箝位電壓，使反激主開關(guān)的漏源間電壓值處于安全范圍內(nèi)，有效保護(hù)了反激主開關(guān)，并利用漏感和箝位電容諧振可以有效收集和循環(huán)利用漏感存儲(chǔ)的能量，提高了整體效率。

結(jié)合圖4所示，反激部分工作于DCM下，即每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，原邊勵(lì)磁電感電流都會(huì)回到零電流點(diǎn)。

為了分析說明DCM模式的工作原理，假設(shè)光伏組件的輸出功率保持不變，電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。同時(shí)假設(shè)反激逆變器的輸入電容足夠大，可以忽略輸入電壓的紋波。當(dāng)反激逆變器原邊主開關(guān)管Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器勵(lì)磁電感Lm電流從零開始上升。導(dǎo)通時(shí)間t_on結(jié)束時(shí)的電流峰值i_p,peak可以表示為：

其中，θ_g是電網(wǎng)電壓的相位角，V_pv是反激逆變器的輸入電壓，即光伏面板輸出電壓，Lm是變壓器的勵(lì)磁電感。

當(dāng)原邊主開關(guān)Q1關(guān)斷后，儲(chǔ)存在勵(lì)磁電感中的能量轉(zhuǎn)移到了變壓器的副邊，副邊二極管的電流開始下降。理想情況下電網(wǎng)電壓v_g可以為：

其中V_g是電網(wǎng)電壓的有效值，那么二極管電流下降到零所需要的時(shí)間t_off可以表示為：

其中N是變壓器副邊匝數(shù)與原邊匝數(shù)之比。根據(jù)式(Ⅰ)和(Ⅲ)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)變壓器副邊電流的平均值可以表示為：

由上式可以看出只要主開關(guān)Q1的導(dǎo)通時(shí)間t_on隨著相位角以正弦形式變化，就可以保證并網(wǎng)電流的正弦化。因此，主開關(guān)Q1的占空比可以表示為：

其中D_p是半個(gè)工頻周期內(nèi)占空比d的峰值。通過控制D_p的大小可以控制并網(wǎng)電流的大小。

該技術(shù)方案中，反激拓?fù)涔ぷ饔陔娏鱀CM下，相對于斷續(xù)和臨界(BCM,Boundary ConductionMode)混合模式下，需要時(shí)刻關(guān)注功率變化計(jì)算進(jìn)而判斷進(jìn)入DCM模式或BCM模式，DCM模式具有控制簡便，易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)，只需控制兩路反激主開關(guān)的驅(qū)動(dòng)波形的占空比按照電網(wǎng)電壓相位和參考電流幅值變化，即可完成反激輸出電流跟隨電網(wǎng)電壓頻率和相位的要求。

結(jié)合圖5所示，整個(gè)系統(tǒng)控制環(huán)500由電流環(huán)和前饋電壓環(huán)組成，其中電流環(huán)501主要用來跟蹤和采樣電網(wǎng)電壓幅值和相位及輸出電壓與電流幅值相位，與參考電流值進(jìn)行比較，經(jīng)過調(diào)節(jié)即電流補(bǔ)償502，配合電壓前饋環(huán)節(jié)503，控制輸出與電網(wǎng)電壓同相位的電流，整個(gè)反激逆變器部分工作于電流DCM模式，可減小開關(guān)損且控制方法簡便，易于控制和實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)成本相對于DCM&BCM較低；電壓環(huán)和電流環(huán)共同實(shí)現(xiàn)光伏面板電壓采樣和輸出功率采樣，配合算法實(shí)現(xiàn)MPPT功能。負(fù)載均衡部分504主要用來檢測和控制兩個(gè)并聯(lián)的有源箝位反激部分的工作狀況，保持兩路電流的均衡。

結(jié)合圖6所示，整個(gè)PI控制環(huán)路由電流環(huán)和電壓前饋兩部分組成，實(shí)時(shí)采樣的輸出電流值Iac與軟件參考電流值Iref相比較，經(jīng)過PI控制后再與電壓前饋相比較，得到控制反激部分占空比的參數(shù)，輸出到占空比控制器中。

結(jié)合圖7所示，是負(fù)載均衡控制原理圖，串聯(lián)于電路中的電流互感器CT1和CT2實(shí)時(shí)檢測出兩路反激部分輸出平均電流，相比較，當(dāng)發(fā)現(xiàn)出現(xiàn)差異時(shí)，表明兩路反激電路出現(xiàn)不均衡的狀況，該電流差值會(huì)進(jìn)入一個(gè)PI控制環(huán)路，生成一個(gè)微小的變量，輸出到占空比控制器當(dāng)中，改變兩路反激部分的驅(qū)動(dòng)脈沖占空比。這樣可以使由于物理特性或者干擾等情況造成某一路電流過大或過小，造成系統(tǒng)工作不正常，造成溫度升高，損壞系統(tǒng)。該負(fù)載均衡控制可以保證系統(tǒng)在安全高效的情況下穩(wěn)定工作。

該技術(shù)方案中，本案采用的帶負(fù)載均衡模塊具有調(diào)節(jié)負(fù)載均衡的特性，即控制系統(tǒng)檢測兩路反激電路的平均輸出電流，當(dāng)檢測到由于物理特性或者干擾等原因造成兩路反激電路輸出電流不一致時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)微調(diào)量，該微調(diào)量會(huì)進(jìn)入產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)脈沖的控制當(dāng)中，使兩路驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比寬度發(fā)生相反的變化，即檢測到輸出電流較大的路占空比略微減小，輸出電流較小的路占空比略微增大。負(fù)載均衡特性保證了兩路反激結(jié)構(gòu)的功率均衡，避免了因?yàn)楣β什痪庠斐傻臏囟壬呋蛟骷p壞，極大的提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

結(jié)合圖8所示，來自PI控制器和負(fù)載均衡控制器的參數(shù)會(huì)相加得到的值得到控制占空比的參數(shù)，然后與三角載波信號進(jìn)行比較，且兩部分的三角載波信號頻率和幅度一致，單相位相差180度，比較后得到兩路反激部分主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號，每一路反激部分有源箝位輔助開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形與本路反激主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形幅值大小和頻率相同，相位相差180度。

通過工作波形圖可知：箝位電壓和反激輸出電流的包絡(luò)都是為100Hz的半正弦波形；在反激主開關(guān)管關(guān)斷瞬間，會(huì)有一個(gè)由于漏感產(chǎn)生的一個(gè)高脈沖電壓，但由于有源箝位的存在，箝位電容將該電壓值箝位控制在一個(gè)安全的范圍內(nèi)；兩路反激工作效果相同，都輸出相同頻率和幅值的半正弦波電流。

對于本發(fā)明所涉及的微型光伏并網(wǎng)逆變器，由于適合大部分光伏面板的電壓和功率應(yīng)用，用戶只需將此微型逆變器固定安置在光伏面板后側(cè)，連接光伏面板和公共電網(wǎng)，開啟開關(guān)便可使用該系統(tǒng)，所以具有可以盡可能簡單地實(shí)現(xiàn)能量轉(zhuǎn)換的效果。

需要說明的是，而且，術(shù)語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設(shè)備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設(shè)備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個(gè)……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設(shè)備中還存在另外的相同要素。

以上所述僅是本申請的具體實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本申請?jiān)淼那疤嵯?，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本申請的保護(hù)范圍。