本發(fā)明涉及電動汽車充電器及通訊電源（低壓大電流）設(shè)計領(lǐng)域，特別是一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器。

背景技術(shù)：

隨著能源和環(huán)境問題的日益嚴重，電動汽車越來越普及，而電動汽車的使用必然需要一臺性能良好，高效可靠的電池充電器。目前，蓄電池的充電方式主要有恒壓充電、恒流充電、恒壓恒流充電、脈沖充電等，其中恒壓恒流充電方式對電池性能維護最好，不易出現(xiàn)過充、欠充等問題，因此可以有效延長蓄電池的使用壽命。常見的充電拓撲有正激、buck、boost、串聯(lián)諧振、并聯(lián)諧振、串并聯(lián)諧振等。而半橋llc諧振變換器可以實現(xiàn)全負載和全輸入電壓范圍內(nèi)功率mos開關(guān)管的zvs，副邊二極管的zcs，具有明顯的優(yōu)勢。

半橋llc諧振變換器具有高功率密度、高效率、低成本等優(yōu)點，且適合低壓大電流的輸出。但單級半橋llc諧振變換器在大功率的低壓大電流輸出的情況下，功率mos開關(guān)管和變壓器的電流應(yīng)力大，對于變壓器來講，不利于變壓器的散熱，繞制以及功率密度的提高；現(xiàn)有的常用解決方法是將半橋llc諧振變換器并聯(lián)，以減小功率mos開關(guān)管和變壓器的電流應(yīng)力，并提高效率。然而由于并聯(lián)模塊的參數(shù)具有不可避免的不一致性，并聯(lián)模塊間存在均流問題；目前對于均流問題的常用解決方法要么是增加功率器件來輔助均流，要么是增加均流控制策略。前者必將導(dǎo)致變換器成本的提升且不利于效率的提高，后者使得控制策略變得復(fù)雜。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器，通過共用諧振電容cr1和cr2，耦合諧振電感l(wèi)r1和lr2來減小兩并聯(lián)llc半橋諧振變換器的因器件不一致性引起的誤差源，因此該變換器具有較好的均流特性，能實現(xiàn)高效，高功率密度，低壓大電流輸出等功能。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是：一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器，包括輸入直流電源uin、變壓器t1、變壓器t2、耦合電感l(wèi)r1和lr2、諧振電容cr1、諧振電容cr2、第一功率mos開關(guān)管q1、第二功率mos開關(guān)管q2、第三功率mos開關(guān)管q3、第四功率mos開關(guān)管q4、第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4、第一輸出電容co、負載電阻rload；所述變壓器t1由原邊等效勵磁電感l(wèi)m1、原邊繞組np11、副邊中心抽頭輸出繞組ns12和ns13構(gòu)成；所述變壓器t2由原邊等效勵磁電感l(wèi)m2、原邊繞組np21、副邊中心抽頭輸出繞組ns22和ns23構(gòu)成；所述輸入直流電源uin正向輸出端連接第一功率mos開關(guān)管q1的漏級、諧振電容cr1的一端、第三功率mos開關(guān)管q3的漏級；所述第一功率mos開關(guān)管q1的源極連接第二功率mos開關(guān)管q2的漏級、變壓器t1的原邊繞組np11的同名端；所述諧振電容cr1的另一端連接耦合電感l(wèi)r1的異名端、諧振電容cr2的一端、耦合電感l(wèi)r2的異名端；所述第三功率mos開關(guān)管q3的源極連接變壓器t2的原邊繞組np21的同名端、第四功率mos開關(guān)管q4的漏級；所述變壓器t1的原邊繞組np11的異名端連接耦合電感l(wèi)r1的同名端；所述耦合電感l(wèi)r2的同名端連接變壓器t2的原邊繞組np21的異名端；所述輸入直流電源uin的負端連接第二功率mos管q2的源極、諧振電容cr2的另一端、第四功率mos管q4的源極；所述變壓器t1的副邊繞組ns12的同名端連接第一功率二極管ds1的陰極；所述變壓器t1的副邊繞組ns12的異名端連接變壓器t1的副邊繞組ns13的同名端、變壓器t2的副邊繞組ns22的異名端、變壓器t2的副邊繞組ns23的同名端、第一輸出電容co的正端、負載電阻rload的一端；所述第一功率二極管ds1的陽極連接第二功率二極管ds2的陽極、第一輸出電容co的負端、負載電阻rload的另一端、第三功率二極管ds3的陽極、第四功率二極管ds4的陽極；所述變壓器t1的副邊繞組ns13的異名端連接第二功率二極管ds2的陰極；所述變壓器t2的副邊繞組ns22的同名端連接第三功率二極管ds3的陰極；所述變壓器t2的副邊繞組ns23的異名端連接第四功率二極管ds4的陰極。

在本發(fā)明一實施例中，所述第一功率mos開關(guān)管q1和第三功率mos開關(guān)管q3同時驅(qū)動，第二功率mos開關(guān)管q2和第四功率mos開關(guān)管q4同時驅(qū)動，第一功率mos開關(guān)管q1和第三功率mos開關(guān)管q3的驅(qū)動信號與第二功率mos開關(guān)管q2和第四功率mos開關(guān)管q4的驅(qū)動信號互補，且留有死區(qū)；通過占空比固定為50%變頻控制來實現(xiàn)電路的輸出電壓的恒定或輸出電流的恒定。

在本發(fā)明一實施例中，所述第一功率mos開關(guān)管q1還連接有寄生二極管d1和寄生電容c1，所述第二功率mos開關(guān)管q2還連接有寄生二極管d2和寄生電容c2，所述第三功率mos開關(guān)管q3還連接有寄生二極管d3和寄生電容c3，所述第四功率mos開關(guān)管q4還連接有寄生二極管d4和寄生電容c4。

在本發(fā)明一實施例中，該諧振變換器能夠工作于副邊電流斷續(xù)模式、副邊電流臨界連續(xù)模式、副邊電流連續(xù)模式。

在本發(fā)明一實施例中，該諧振變換器的輸出采用雙變壓器并聯(lián)輸出，有效減小了磁芯體積，減小副邊繞組電流應(yīng)力，有利于提高系統(tǒng)功率密度，分散熱點，便于熱管理；由于諧振電感l(wèi)r1和lr2的耦合，因此可減少一磁芯器件，電路具有更高的效率和功率密度。

在本發(fā)明一實施例中，所述諧振變換器由于諧振電容cr1和cr2的共用，諧振電感l(wèi)r1和lr2的相互耦合，因此可減小均流特性的誤差源具有較好的均流效果。

在本發(fā)明一實施例中，所述第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4均為快恢復(fù)功率二極管。

在本發(fā)明一實施例中，所述第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4能夠采用功率mos開關(guān)管分別替換以實現(xiàn)高效同步整流。

在本發(fā)明一實施例中，所述諧振電容cr1、諧振電容cr2均為高頻電容，第一輸出電容co為電解電容。

相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明具有以下有益效果：

1、本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器的輸出采用雙變壓器并聯(lián)輸出方式，有效地減小了磁芯體積和副邊繞組電流應(yīng)力，有利于提高系統(tǒng)功率密度，分散熱點，便于熱管理；由于諧振電感l(wèi)r1和lr2的耦合，因此可減少一磁芯器件，變換器具有較高的效率和功率密度；

2、本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器由于諧振電容cr1和cr2的共用，諧振電感l(wèi)r1和lr2的相互耦合，因此可減小引起電流不均的誤差源，變換器具有較好的均流效果。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器電路原理圖。

圖2為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器工作時序波形圖。

圖3為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q2，q4導(dǎo)通q1，q3截止，副邊功率二極管ds1，ds3導(dǎo)通，ds2，ds4截止時的工作模態(tài)圖。

圖4為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q2，q4導(dǎo)通q1，q3截止，副邊功率二極管ds1，ds3導(dǎo)通，ds2，ds4截止時的工作模態(tài)圖。

圖5為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q2，q4導(dǎo)通q1，q3截止，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

圖6為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q2，q3，q4均截止，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

圖7為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q2，q3，q4均截止，而q1，q3的寄生二極管d1，d3導(dǎo)通，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

圖8為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q3導(dǎo)通q2，q4截止，副邊功率二極管ds2，ds4導(dǎo)通，ds1，ds3截止時的工作模態(tài)圖。

圖9為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q3導(dǎo)通q2，q4截止，副邊功率二極管ds2，ds4導(dǎo)通，ds1，ds3截止時的工作模態(tài)圖。

圖10為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q3導(dǎo)通q2，q4截止，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

圖11為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q2，q3，q4均截止，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

圖12為本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器在原邊功率mos開關(guān)管q1，q2，q3，q4均截止，而q2，q4的寄生二極管d2，d4導(dǎo)通，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均截止時的工作模態(tài)圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明的技術(shù)方案進行具體說明。

如圖1所示，本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器，包括輸入直流電源uin、變壓器t1、變壓器t2、耦合電感l(wèi)r1和lr2、諧振電容cr1、諧振電容cr2、第一功率mos開關(guān)管q1及其寄生二極管d1和寄生電容c1、第二功率mos開關(guān)管q2及其寄生二極管d2和寄生電容c2、第三功率mos開關(guān)管q3及其寄生二極管d3和寄生電容c3、第四功率mos開關(guān)管q4及其寄生二極管d4和寄生電容c4、第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4、第一輸出電容co、負載電阻rload；所述變壓器t1由原邊等效勵磁電感l(wèi)m1、原邊繞組np11、副邊中心抽頭輸出繞組ns12和ns13構(gòu)成；所述變壓器t2由原邊等效勵磁電感l(wèi)m2、原邊繞組np21、副邊中心抽頭輸出繞組ns22和ns23構(gòu)成；所述輸入直流電源uin正向輸出端連接第一功率mos開關(guān)管q1的漏級、諧振電容cr1的一端、第三功率mos開關(guān)管q3的漏級；所述第一功率mos開關(guān)管q1的源極連接第二功率mos開關(guān)管q2的漏級、變壓器t1的原邊繞組np11的同名端；所述諧振電容cr1的另一端連接耦合電感l(wèi)r1的異名端、諧振電容cr2的一端、耦合電感l(wèi)r2的異名端；所述第三功率mos開關(guān)管q3的源極連接變壓器t2的原邊繞組np21的同名端、第四功率mos開關(guān)管q4的漏級；所述變壓器t1的原邊繞組np11的異名端連接耦合電感l(wèi)r1的同名端；所述耦合電感l(wèi)r2的同名端連接變壓器t2的原邊繞組np21的異名端；所述輸入直流電源uin的負端連接第二功率mos管q2的源極、諧振電容cr2的另一端、第四功率mos管q4的源極；所述變壓器t1的副邊繞組ns12的同名端連接第一功率二極管ds1的陰極；所述變壓器t1的副邊繞組ns12的異名端連接變壓器t1的副邊繞組ns13的同名端、變壓器t2的副邊繞組ns22的異名端、變壓器t2的副邊繞組ns23的同名端、第一輸出電容co的正端、負載電阻rload的一端；所述第一功率二極管ds1的陽極連接第二功率二極管ds2的陽極、第一輸出電容co的負端、負載電阻rload的另一端、第三功率二極管ds3的陽極、第四功率二極管ds4的陽極；所述變壓器t1的副邊繞組ns13的異名端連接第二功率二極管ds2的陰極；所述變壓器t2的副邊繞組ns22的同名端連接第三功率二極管ds3的陰極；所述變壓器t2的副邊繞組ns23的異名端連接第四功率二極管ds4的陰極。

所述第一功率mos開關(guān)管q1和第三功率mos開關(guān)管q3同時驅(qū)動，第二功率mos開關(guān)管q2和第四功率mos開關(guān)管q4同時驅(qū)動，第一功率mos開關(guān)管q1和第三功率mos開關(guān)管q3的驅(qū)動信號與第二功率mos開關(guān)管q2和第四功率mos開關(guān)管q4的驅(qū)動信號互補，且留有一定的死區(qū)（該死區(qū)時間以保證mos開關(guān)管能實現(xiàn)軟開通為宜）；通過占空比固定為50%變頻控制來實現(xiàn)電路的輸出電壓的恒定或輸出電流的恒定。

所述第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4均為快恢復(fù)功率二極管。所述第一功率二極管ds1、第二功率二極管ds2、第三功率二極管ds3、第四功率二極管ds4能夠采用功率mos開關(guān)管分別替換以實現(xiàn)高效同步整流。

所述諧振電容cr1、諧振電容cr2均為高頻電容，第一輸出電容co為電解電容。

本發(fā)明的諧振變換器能夠工作于副邊電流斷續(xù)模式（dcm）、副邊電流臨界連續(xù)模式（bcm）、副邊電流連續(xù)模式（ccm）。

特別的，本發(fā)明的諧振變換器的輸出采用雙變壓器并聯(lián)輸出，有效減小了磁芯體積，減小副邊繞組電流應(yīng)力，有利于提高系統(tǒng)功率密度，分散熱點，便于熱管理；由于諧振電感l(wèi)r1和lr2的耦合，因此可減少一磁芯器件，電路具有更高的效率和功率密度。

本發(fā)明的諧振變換器由于諧振電容cr1和cr2的共用，諧振電感l(wèi)r1和lr2的相互耦合，因此可減小均流特性的誤差源具有較好的均流效果。

以下為本發(fā)明的具體實施例。

本實例通過采用變頻控制的兩半橋llc諧振變換器的并聯(lián)來實現(xiàn)大功率下的低壓大電流輸出，且將諧振電容cr1和cr2共用，諧振電感l(wèi)r1和lr2耦合以減小引起電流不均的誤差源，實現(xiàn)不添加任何附加條件情況下的更好均流。下面結(jié)合圖1所示的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變換器電路和圖2所示的電路工作于副邊電流斷續(xù)模式（dcm）的時序圖來具體說明本發(fā)明的一種具有均流特性的高效并聯(lián)llc諧振變在通過變頻控制功率mos開關(guān)管q1、q2、q3、q4時的具體電路工作模態(tài)，如圖3至圖12所示。

模態(tài)1（t0-t1）：如圖3所示，在t0時刻，功率mos開關(guān)管q2，q4同時開通，此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然正向流動，因此諧振電流ilr1，ilr2從q2，q4的源極流向漏級（功率mos開關(guān)管處于同步整流狀態(tài)）。在功率mos開關(guān)管q2，q4開通前，由于諧振電流通過功率mos開關(guān)管q2，q4的寄生二極管d2，d4流通，所以半橋中點的電位un1，un2為0，因此功率mos開關(guān)管q2，q4的開通為零電壓開通。這一階段，由于諧振電感電流ilr1，ilr2分別小于勵磁電感電流ilm1，ilm2，即ilr1<ilm1，ilr2<ilm2，因此副邊功率二極管ds1，ds3導(dǎo)通為負載提供能量，而功率二極管ds2,ds4處于截止狀態(tài)。

模態(tài)2（t1-t2）：如圖4所示，由于諧振作用，在t1時刻，諧振電感電流ilr1，ilr2正向減小至0，并反向增大，因此，從這一刻開始，諧振電感電流ilr1，ilr2分別正向流過功率mos開關(guān)管q2，q4，在這個階段，諧振電感電流ilr1，ilr2分別小于勵磁電感電流ilm1，ilm2，即ilr1<ilm1，ilr2<ilm2，因此副邊功率二極管ds1，ds3一直導(dǎo)通為負載提供能量，而功率二極管ds2,ds4截止，由此導(dǎo)致變壓器t1、t2原邊電壓被鉗位，勵磁電感l(wèi)m1，lm2不參與諧振過程。這個階段，諧振電感電流ilr1，ilr2波形呈正弦曲線。

模態(tài)3（t2-t3）：如圖5所示，在t2時刻，諧振電感電流ilr1，ilr2分別與勵磁電感電流ilm1，ilm2相等，即ilr1=ilm1，ilr2=ilm2，因此功率二極管ds1，ds3截止，而功率二極管ds2，ds4也處于截止狀態(tài)，所以變壓器原邊和副邊不再有能量變換，負載能量由輸出濾波電容co提供。從這一刻起，勵磁電感l(wèi)m1，lm2不再被副邊鉗位，而是分別與諧振網(wǎng)絡(luò)（諧振電感l(wèi)r1、lr2和諧振電容cr1，cr2）發(fā)生串聯(lián)諧振。

模態(tài)4（t3-t4）：如圖6所示，在t3時刻，功率mos開關(guān)管q2，q4關(guān)斷，此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然為負，并且為功率mos開關(guān)管q2，q4的寄生電容c2，c4充電，同時給功率mos開關(guān)管q1，q3的寄生電容c1，c3放電，從而半橋中點電位un1，un2上升至電源電壓，為功率mos開關(guān)管q1，q3的零電壓開通提供了條件。在為功率mos開關(guān)管的寄生電容c1，c2，c3，c4進行充放電的過程中，由于寄生電容上的電壓對稱，因此流過四個開關(guān)管的寄生電容的電流一樣；另外此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然分別等于勵磁電流ilm1，ilm2，即ilr1=ilm1，ilr2=ilm2，因此變壓器不傳遞能量，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均處于截止狀態(tài)，負載完全依靠輸出濾波電容co提供能量。

模態(tài)5（t4-t5）：如圖7所示，在t4時刻，功率mos開關(guān)管q1，q3的漏源電壓減小至0時，功率mos開關(guān)管q1，q3的寄生二極管d1，d3將自然導(dǎo)通，并將功率mos開關(guān)管q1，q3的漏源電壓鉗位在0v。由于這一階段諧振電感電流ilr1，ilr2處于勵磁電感電流ilm1，ilm2的上方即ilr1>ilm1，ilr2>ilm2，所以功率二極管ds2，ds4導(dǎo)通為負載提供能量，而功率二極管ds1，ds3處于截止狀態(tài)。

模態(tài)6（t5-t6）：如圖8所示，在t5時刻，功率mos開關(guān)管q1，q3同時開通，此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然反向流動，因此諧振電流ilr1，ilr2從q1，q3的源極流向漏級（功率mos開關(guān)管處于同步整流狀態(tài)）。在功率mos開關(guān)管q1，q3開通前，由于諧振電流通過功率mos開關(guān)管q1，q3的寄生二極管d1，d3流通，所以半橋中點的電位un1，un2為上升到輸入電源uin的大小，因此功率mos開關(guān)管q1，q3是零電壓開通。這一階段，由于諧振電感電流ilr1，ilr2分別大于勵磁電感電流ilm1，ilm2，即ilr1>ilm1，ilr2>ilm2，因此副邊功率二極管ds2，ds4導(dǎo)通為負載提供能量，而功率二極管ds1,ds3處于截止狀態(tài)。

模態(tài)7（t6-t7）：如圖9所示，由于諧振作用，在t6時刻，諧振電感電流ilr1，ilr2反向減小至0，并開始正向增大；因此，從t6時刻開始，諧振電感電流ilr1，ilr2分別正向流過功率mos開關(guān)管q1，q3，在這個階段諧振電感電流ilr1，ilr2分別大于勵磁電感電流ilm1，ilm2，即ilr1>ilm1，ilr2>ilm2，因此副邊功率二極管ds2，ds4一直導(dǎo)通并為負載提供能量，而功率二極管ds1,ds3截止，由此導(dǎo)致變壓器t1、t2原邊電壓被鉗位，勵磁電感l(wèi)m1，lm2不參與諧振過程。這個階段，諧振電感電流ilr1，ilr2波形呈正弦曲線。

模態(tài)8（t7-t8）：如圖10所示，在t7時刻，諧振電感電流ilr1，ilr2分別與勵磁電感電流ilm1，ilm2相等即ilr1=ilm1，ilr2=ilm2，因此功率二極管ds2，ds4截止，而功率二極管ds1,ds3也處于截止狀態(tài)，所以變壓器原邊和副邊不再有能量變換，負載能量由輸出濾波電容co提供。從這一刻起，勵磁電感l(wèi)m1，lm2不再被副邊鉗位，而是分別與諧振網(wǎng)絡(luò)（諧振電感l(wèi)r1、lr2和諧振電容cr1，cr2）發(fā)生串聯(lián)諧振。

模態(tài)9（t8-t9）：如圖11所示，在t8時刻，功率mos開關(guān)管q1，q3關(guān)斷，此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然為正并且為功率mos開關(guān)管q1，q3的寄生電容c1，c3充電，同時給功率mos開關(guān)管q2，q4的寄生電容c2，c4放電，從而半橋中點電位un1，un2減小至0v，為功率mos開關(guān)管q2，q4的零電壓開通提供了條件。在為功率mos開關(guān)管的寄生電容c1，c2，c3，c4進行充放電的過程中，由于寄生電容的上電壓對稱，因此流過四個開關(guān)管的寄生電容的電流一樣，另外此時諧振電感電流ilr1，ilr2仍然分別等于勵磁電流ilm1，ilm2，即ilr1=ilm1，ilr2=ilm2，因此變壓器不傳遞能量，副邊功率二極管ds1，ds2，ds3，ds4均處于截止狀態(tài)，負載完全依靠輸出濾波電容co提供能量。

模態(tài)10（t9-t10）：如圖12所示，在t9時刻，功率mos開關(guān)管q2，q4的漏源電壓減少至0時，功率mos開關(guān)管q2，q4的寄生二極管d2，d4將自然導(dǎo)通，并將功率mos開關(guān)管q2，q4的漏源電壓鉗位在0v。由于這一階段諧振電感電流ilr1，ilr2處于勵磁電感電流ilm1，ilm2下方，即ilr1<ilm1，ilr2<ilm2，所以功率二極管ds1，ds3導(dǎo)通為負載提供能量，而功率二極管ds2，ds4處于截止狀態(tài)。

以上是本發(fā)明的較佳實施例，凡依本發(fā)明技術(shù)方案所作的改變，所產(chǎn)生的功能作用未超出本發(fā)明技術(shù)方案的范圍時，均屬于本發(fā)明的保護范圍。