本發(fā)明涉及無線電能傳輸技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法。

背景技術(shù)：

無線電能傳輸(Wireless Power Transfer,WPT)技術(shù)借助磁場、電場、微波、超聲波等介質(zhì)作為能量載體來傳輸電能，該技術(shù)已經(jīng)受到國內(nèi)專家學(xué)者的廣泛關(guān)注，目前已在電動車、家用電器、醫(yī)療器械、水下探測器、智能家居等應(yīng)用領(lǐng)域展開研究，并取得了諸多成果。ECPT(Electric-field Coupled Power Transfer)，又稱為CPT(Capacitive Power Transfer)、CCPT(Capacitively Coupled Power Transfer)。該技術(shù)的耦合單元輕便成本低且柔韌性好，并具有對周圍金屬導(dǎo)體不會產(chǎn)生渦流損耗以及電磁兼容性較好等諸多優(yōu)點，因此在電動車充/供電、便攜式電子產(chǎn)品，LED照明等諸多領(lǐng)域有很好的應(yīng)用前景。目前國內(nèi)外的專家學(xué)者在ECPT系統(tǒng)的高頻逆變器設(shè)計、耦合單元的補償、輸出穩(wěn)壓控制、能量與信號同步傳輸、諧振拓撲、傳輸間距擴增等方面已獲得了眾多的研究成果。

在ECPT系統(tǒng)的應(yīng)用中，許多電設(shè)備要求其輸入電壓不隨著負載的變化而發(fā)生大的改變?？v觀現(xiàn)有的具有恒壓輸出特性的ECPT系統(tǒng)，其中一部分系統(tǒng)需要設(shè)置額外的檢測與控制電路來調(diào)節(jié)輸出電壓；另一部分系統(tǒng)則需要高頻變壓器進行阻抗變換，系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜且成本較高。另外，當(dāng)負載發(fā)生變化時，現(xiàn)有ECPT系統(tǒng)的發(fā)射端諧振電路并不能工作在ZPA狀態(tài)(Zero Phase Angle，ZPA)，從而造成系統(tǒng)的功率因數(shù)減小且逆變器的軟切換頻率發(fā)生漂移。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本申請通過提供一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中為了獲得恒壓輸出特性而導(dǎo)致的系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高的問題，以及發(fā)射端諧振電路不能工作在ZPA狀態(tài)而造成系統(tǒng)的功率因數(shù)減小且逆變器的軟切換頻率發(fā)生漂移的技術(shù)問題。

為解決上述技術(shù)問題，本申請采用以下技術(shù)方案予以實現(xiàn)：

一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)，包括直流電源、高頻逆變電路、T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)、由補償電感L_s以及兩對耦合極板構(gòu)成的耦合單元、Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)、整流濾波電路以及負載R_L，其中，所述直流電源經(jīng)由所述高頻逆變電路轉(zhuǎn)變?yōu)榻蛔冸妷?，所述T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L_1t、諧振電感L_2t以及諧振電容C_t構(gòu)成，所述諧振電感L_1t的一端與所述諧振電感L_2t的一端連接，所述諧振電感L_1t的另一端連接所述高頻逆變電路的第一輸出端，所述諧振電感L_2t的另一端與所述補償電感L_s的一端連接，所述諧振電容C_t的一端連接在所述諧振電感L_1t和諧振電感L_2t之間，所述諧振電容C_t的另一端連接一塊發(fā)射極板以及所述高頻逆變電路的第二輸出端，所述補償電感L_s的另一端連接另一塊發(fā)射極板，所述Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p構(gòu)成，在所述諧振電容C_1p的兩端各自連接有一塊接收極板，發(fā)射極板與接收極板一一對應(yīng)耦合實現(xiàn)能量無線傳輸，諧振電容C_1p的一端經(jīng)過諧振電感L_p與所述整流濾波電路的第一輸入端連接，諧振電容C_1p的另一端與所述整流濾波電路的第二輸入端連接，在所述整流濾波電路的第一輸入端和第二輸入端之間連接所述諧振電容C_2p，在所述整流濾波電路的兩個輸出端之間連接所述負載R_L。

進一步地，所述諧振電容C_1p的電容值與所述諧振電容C_2p的電容值相等。

一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法，包括如下步驟：

S1：根據(jù)應(yīng)用場景的需求確定該系統(tǒng)的工作頻率f以及耦合單元的等效電容C_s，進而計算補償電感L_s；

S2：給定負載阻值R_L、輸出電壓U_out及等效負載變化百分比α，其中，等效負載變化百分比α包括等效負載阻值增加的百分比α₊和等效負載阻值減小的百分比α_-；

S3：判斷是否滿足如果是，則進入步驟S5，否則，進入步驟S4，其中，thd₂為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率設(shè)定值，η₀為耦合單元傳輸效率設(shè)定值，R_s為耦合單元介質(zhì)損耗的等效電阻R_Cs與補償電感等效串聯(lián)內(nèi)阻之和，R_e為整流濾波電路與負載R_L的等效負載阻值；

S4：減小|α_-|，并跳轉(zhuǎn)至步驟S3；

S5：在范圍內(nèi)選擇Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q_π；

S6：求得Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p；

S7：判斷是否滿足如果是，則進入步驟S9，否則，進入步驟S8，其中，thd₁為T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率設(shè)定值；

S8：減小|α₊|，并跳轉(zhuǎn)至步驟S3；

S9：在內(nèi)選擇品質(zhì)因素Q_t；

S10：根據(jù)T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的特性求得諧振電感L_1t、諧振電感L_2t以及諧振電容C_t；

S11：根據(jù)傅里葉變換和系統(tǒng)的特性確定直流輸入電壓為

進一步地，thd₁＝10％，thd₂＝10％，η₀＝90％。

進一步地，步驟S2中，等效負載變化百分比

式中，R_e′為R_e變化后的等效負載阻值。

進一步地，步驟S6中，按照以下關(guān)系式求得Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p：

Qπ＝ω₀C_2pRπ；

λπ＝C_1p/C_2p＝1；

式中，為諧振電感L_p的電抗，為諧振電容C_1p的電抗，ω₀為固有諧振角頻率，R_π為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的等效電阻。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本申請?zhí)峁┑募夹g(shù)方案，具有的技術(shù)效果或優(yōu)點是：實現(xiàn)了當(dāng)負載阻值在一定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓基本保持恒定，同時保證系統(tǒng)運行在ZPA狀態(tài)，無需額外增加通信和調(diào)節(jié)控制電路，有效降低了系統(tǒng)的成本與復(fù)雜度。

附圖說明

圖1為基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)拓撲圖；

圖2為耦合單元與拾取單元的等效電路圖；

圖3為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)拓撲圖；

圖4為T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)拓撲圖；

圖5為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)輸入相角關(guān)于ω_n與Q_π的等高圖；

圖6為T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)輸入相角關(guān)于ω_n與Q_t的等高圖；

圖7為系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計方法流程圖；

圖8為輸出電壓仿真波形圖；

圖9為逆變器輸出電壓與電流仿真波形圖；

圖10為整流橋輸入電壓與電流仿真波形圖；

圖11(a)為負載阻值從100Ω增加到110Ω時輸出電壓的實驗波形圖；

圖11(b)為負載阻值從100Ω減小到90Ω時輸出電壓的實驗波形圖；

圖11(c)為逆變器輸出與整流橋輸入的實驗波形圖。

具體實施方式

本申請實施例通過提供一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中為了獲得恒壓輸出特性而導(dǎo)致的系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高的問題，以及發(fā)射端諧振電路不能工作在ZPA狀態(tài)而造成系統(tǒng)的功率因數(shù)減小且逆變器的軟切換頻率發(fā)生漂移的技術(shù)問題。

為了更好的理解上述技術(shù)方案，下面將結(jié)合說明書附圖以及具體的實施方式，對上述技術(shù)方案進行詳細的說明。

實施例

一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)，如圖1所示，包括直流電源、高頻逆變電路、T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)、由補償電感L_s以及兩對耦合極板構(gòu)成的耦合單元、Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)、整流濾波電路以及負載R_L，其中，所述直流電源經(jīng)由所述高頻逆變電路轉(zhuǎn)變?yōu)榻蛔冸妷海鯰-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L_1t、諧振電感L_2t以及諧振電容C_t構(gòu)成，所述諧振電感L_1t的一端與所述諧振電感L_2t的一端連接，所述諧振電感L_1t的另一端連接所述高頻逆變電路的第一輸出端，所述諧振電感L_2t的另一端與所述補償電感L_s的一端連接，所述諧振電容C_t的一端連接在所述諧振電感L_1t和諧振電感L_2t之間，所述諧振電容C_t的另一端連接一塊發(fā)射極板以及所述高頻逆變電路的第二輸出端，所述補償電感L_s的另一端連接另一塊發(fā)射極板，所述Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p構(gòu)成，在所述諧振電容C_1p的兩端各自連接有一塊接收極板，發(fā)射極板與接收極板一一對應(yīng)耦合實現(xiàn)能量無線傳輸，諧振電容C_1p的一端經(jīng)過諧振電感L_p與所述整流濾波電路的第一輸入端連接，諧振電容C_1p的另一端與所述整流濾波電路的第二輸入端連接，在所述整流濾波電路的第一輸入端和第二輸入端之間連接所述諧振電容C_2p，在所述整流濾波電路的兩個輸出端之間連接所述負載R_L。

系統(tǒng)的工作原理為：直流電源經(jīng)由高頻逆變電路轉(zhuǎn)變?yōu)榻蛔冸妷?，后通過T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)為耦合單元提供恒定激勵電流，當(dāng)兩塊接收極板放置在發(fā)射極板附近時，交變電場在接收極板上產(chǎn)生電勢差，再經(jīng)過Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)后整流濾波成負載所需的恒定電壓。

圖2為耦合單元與接收單元的等效電路，U_d為耦合單元的激勵電壓，C_s為耦合單元的等效電容，且C_s＝C_s1C_s2/(C_s1+C_s2)，為耦合單元介質(zhì)損耗的等效電阻，為補償電感L_s的等效串聯(lián)內(nèi)阻，R₂為接收單元的等效輸入阻值。主要與極板上涂覆的絕緣材料以及極板之間的介質(zhì)相關(guān)，且滿足式中，γ為介質(zhì)損耗正切值。耦合單元的等效串聯(lián)電阻為與之和，并用R_s表示。

對于工作在高頻狀態(tài)下的ECPT系統(tǒng)，R_s可達到十幾歐姆。為了提高系統(tǒng)的傳輸效率，就需要R₂遠遠高于R_s，然而現(xiàn)有的ECPT系統(tǒng)的等效負載阻值通常在(10Ω，100Ω)的范圍內(nèi)，如果耦合單元直接給這種負載傳輸能量，系統(tǒng)的效率較低。因此本發(fā)明在耦合單元與整流濾波電路之間設(shè)置了Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)接收單元的高輸入阻值，同時保證輸出電壓不隨負載R_L的變化而變化。

恒壓狀態(tài)下的Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)需要恒定正弦電流源作為輸入，另一方面，在較高輸出功率的情況下，耦合單元的激勵電壓通常較高并且往往高于大多數(shù)MOSFET的耐壓值。然而由MOSFET的特性可知，其最佳運行狀態(tài)為低電壓大電流。因此為了既能滿足Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入需求，同時解決耦合單元高壓激勵需求和逆變器開關(guān)管低電壓運行需求兩者之間的矛盾，本發(fā)明在高頻逆變電路與耦合單元之間設(shè)置了T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)。

T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的作用是為耦合單元提供恒流激勵以及倍升激勵電壓，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)用以實現(xiàn)恒定電壓輸出和高效率傳輸。

圖3為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的拓撲，其中R_e為整流濾波電路與負載R_L的等效負載阻值，且R_e＝π²R_L/8。根據(jù)支路電抗之間的關(guān)系，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)具有三種參數(shù)配置方法：

式中，分別為諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p的電抗。在拓撲上，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)關(guān)于諧振電感L_p對稱，因此方法一與方法三所配置的網(wǎng)絡(luò)具有相似性，從而以下僅分析方法一與方法二兩種情況。

方法一：

按這種方法配置網(wǎng)絡(luò)時，網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為

式中，ω₀為固有諧振角頻率，ω_n為歸一化角頻率，Q_π為品質(zhì)因數(shù)，λ_π為電容之比，且滿足

ω_n＝ω/ω₀ (5)

Q_π＝ω₀C_2pR_e (6)

λ_π＝C_1p/C_2p (7)

Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓相量為

Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓相對于輸入電壓的增益為

當(dāng)Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)工作在諧振頻率時，即ω_n＝1，結(jié)合(3)(8)(9)式可得

且當(dāng)λ_π＝1，也就是C_1p與C_2p電容值相等時，

G_v＝Q_π (14)

由式(13)(15)可以看到，當(dāng)Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)處于諧振狀態(tài)且電容值相等時，網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓與R_e無關(guān)，網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗呈純阻性，而且其阻值是負載等效阻值的倍。

方法二：

在該支路阻抗的關(guān)系下，網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為

其中

當(dāng)時，采用相同的分析方法可獲得

且當(dāng)λ_π＝1時，

對比式(13)(15)(18)可以發(fā)現(xiàn)，在相同Q_π的條件下，采用方法二配置的Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)比方法一具有更高的輸出電壓和輸入阻抗。

圖4為T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的拓撲，其中U_inv0為逆變器輸出電壓的基頻分量，R_t為耦合單元及其接收單元的等效阻值，且滿足R_t＝R_s+Z_{p_in}，此處假設(shè)補償電感L_s完全補償C_s。相同地，根據(jù)支路電抗的關(guān)系，T-LCL網(wǎng)絡(luò)也具有三種配置方法

采用相同的分析方法，可獲得三種配置方法下T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的傳輸特性，并與Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的特性同列于表1，其中Q_t＝ω₀L_2t/R_t?？梢钥闯觯瑑煞N諧振網(wǎng)絡(luò)在傳輸特性上具有對稱性，所不同的是在諧振狀態(tài)下T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)恒定電流輸出，而Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)則輸出恒定電壓。在相同R_t和Q_t的條件下，采用方法二所配置的T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)比方法一具有更高的輸出電流I_t。因此相比于方法一，采用方法二設(shè)計的T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)可以為耦合單元提供更高的激勵電壓。

表1 Π-CLC與T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的傳輸特性

根據(jù)上述分析可知，在諧振狀態(tài)下，當(dāng)負載阻值發(fā)生變化時，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)可以維持輸出電壓恒定，同時T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)為耦合單元提供恒定電流激勵并保證系統(tǒng)始終工作在ZPA狀態(tài)。因此，本發(fā)明不僅無需復(fù)雜的閉環(huán)控制電路即可實現(xiàn)恒壓輸出，而且系統(tǒng)的功率因數(shù)與軟開關(guān)頻率不會受到負載阻值的影響。

下面將綜合分析系統(tǒng)的全諧波畸變率THD、頻率敏感性及負載的可變范圍，并在此基礎(chǔ)上給出系統(tǒng)主要參數(shù)的設(shè)計方法。

(1)全諧波畸變率THD

系統(tǒng)具有較好的諧波抑制能力是保證系統(tǒng)正常運行以及較好電磁兼容性的關(guān)鍵因素。THD表征了電路對高次諧波的抑制能力。越小的THD表明電路對高次諧波的抑制作用越強。ECPT系統(tǒng)中主要的諧波源為發(fā)射單元中的逆變器以及接收單元中的整流橋。

當(dāng)濾波電感L_f和濾波電容C_f足夠大時，負載電流I_o中的紋波可以忽略，因而整流橋的輸入電流I_rec可視為理想方波電流。當(dāng)T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)和Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)均采用各自的配置方法一設(shè)計時，根據(jù)諧波畸變率的一般性定義，由圖1可求得整流橋輸入電壓的全諧波畸變率為：

式中，m表示高次諧波的階數(shù)，N＝2k+1,k＝1,2,3...，且當(dāng)N足夠大時，可求得公式20為

相同地，可得到逆變器輸出電流I_inv的全諧波畸變率為

當(dāng)N足夠大時，可得到THD₁＝0.134Q_t(23)

對于采用另外三種配置方法所設(shè)計的諧振網(wǎng)絡(luò)，相應(yīng)的諧波畸變率列于表2，表中T_x-Π_x的下標(biāo)數(shù)字‘x’代表采用的配置方法，如T₂-Π₁表示T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)和Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)分別采用方法二與方法一設(shè)置參數(shù)。橫向?qū)Ρ缺碇械腡HD可見，在相同配置的T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)下，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的配置方法不會影響到THD₁，相同地，T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的配置方法也不會影響THD₂。這是由于耦合單元的補償電感L_s對高次諧波具有抑制作用，從而使得發(fā)射單元和接收單元所中的諧波不會相互影響；進一步對比不同配置方法下的THD會發(fā)現(xiàn)，T₂-Π₁下的THD₁和THD₂都要低于其他配置方法的相應(yīng)值。因此根據(jù)表2可知，為了確保系統(tǒng)中的諧波足夠小，應(yīng)采用T₂-Π₁配置方法來設(shè)計系統(tǒng)的參數(shù)。另外，為了確?；兟试谀硞€限定值以下，T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q_t具有上限值Q_{t_up}，Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q_π則具有下限值Q_{π_low}。

表2 系統(tǒng)的THD值

(2)頻率敏感性

在實際系統(tǒng)中，諧振網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)與其計算值不可避免地會存在偏差，使得網(wǎng)絡(luò)的工作頻率偏離諧振頻率，因此，為了系統(tǒng)的穩(wěn)定工作，諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗特性對頻率的變化不可過于敏感。

對于采用方法一配置的Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)公式(3)可以獲得Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗角關(guān)于ω_n與Q_π的等高圖，如圖5所示。由公式20、21可知，為了使得THD₂足夠小，Q_π的取值要盡可能大。然而，從圖5可見，過大的Q_π將會造成Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗角對頻率的變化過于敏感，因而Q_π不可過高。在此，折中選取Q_{π_up}＝3，如圖中圓點位置。

另外，由圖2與公式15可求得耦合單元的傳輸效率為

可見Q_π過高同時會導(dǎo)致η過低。因而Q_π的上限值需要由Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的頻率敏感性以及耦合單元的傳輸效率共同來決定，在此用Q_{π_up}來表示。在實際設(shè)計中，Q_π需要在(Q_{π_low},Q_{π_up})區(qū)間內(nèi)進行選值。

采用相同的方法可得到以方法二配置的T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗角關(guān)于ω_n與Q_t的等高圖，如圖6。由圖6可見，過小的Q_t將會引起T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗角對頻率的變化過于敏感，這說明了Q_t具有下限值Q_{t_low}，在此折中選取為Q_{t_low}＝0.5，如圖6中圓點所示。在實際設(shè)計中，Q_t需要在(Q_{t_low},Q_{t_up})區(qū)間內(nèi)進行選值。

(3)負載可變范圍

由前面的分析可知，Π網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓不會隨著負載阻值的變化而改變，但T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)和Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)則會隨之改變。由于兩種網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)均存在對應(yīng)的可變區(qū)間，那么負載也存在相應(yīng)的可變范圍。

將等效負載阻值的變化百分比表示為

式中，R′_e表示負載變化后的等效負載阻值，α₊和α_-分別表示等效負載阻值增加和減小的百分比。那么負載改變后對應(yīng)的Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)和T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)以及耦合單元傳輸效率分別為

Q′_π＝Q_π(1+α) (26)

Q′_t＝Q_t(1+α) (27)

通過分析公式27、28和表2可知，當(dāng)?shù)刃ж撦d阻值增大時，THD₁將會增加，同時傳輸效率也會下降。為了保證T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率低于設(shè)定值thd₁并且傳輸效率高于設(shè)定值η₀，α₊需滿足

對于負載減小的情況，由公式26和表2可知，THD₂將會隨之增高。為了確保Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率低于設(shè)定值thd₂，α_-則要滿足

綜上公式29、30，負載阻值的變化百分比的范圍為

假設(shè)thd₁和thd₂均不超過10％，耦合單元的傳輸效率不低于90％，則負載阻值的可變化范圍為

根據(jù)系統(tǒng)的THD、頻率敏感性和負載可變范圍三個方面的要求，下面將提出確保THD₁＜10％，THD₂＜10％且η＞90％的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計方法。

一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法，如圖7所示，包括如下步驟：

S1：根據(jù)應(yīng)用場景的需求確定該系統(tǒng)的工作頻率f以及耦合單元的等效電容C_s，進而計算補償電感L_s；

S2：給定負載阻值R_L、輸出電壓U_out及等效負載變化百分比α，其中，等效負載變化百分比α包括等效負載阻值增加的百分比α₊和等效負載阻值減小的百分比α_-；

式中，R_e′為R_e變化后的等效負載阻值；

S3：判斷是否滿足如果是，則進入步驟S5，否則，進入步驟S4，其中，thd₂為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率設(shè)定值，η₀為耦合單元傳輸效率設(shè)定值，R_s為耦合單元介質(zhì)損耗的等效電阻R_Cs與補償電感等效串聯(lián)內(nèi)阻R_Ls之和，R_e為整流濾波電路與負載R_L的等效負載阻值；

S4：減小|α_-|，并跳轉(zhuǎn)至步驟S3；

S5：在范圍內(nèi)選擇Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q_π；

S6：求得Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p；

按照以下關(guān)系式求得Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振電感L_p、諧振電容C_1p以及諧振電容C_2p：

Q_π＝ω₀C_2pR_π；

λ_π＝C_1p/C_2p＝1；

式中，為諧振電感L_p的電抗，為諧振電容C_1p的電抗，ω₀為固有諧振角頻率，R_π為Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)的等效電阻；

S7：判斷是否滿足如果是，則進入步驟S9，否則，進入步驟S8，其中，thd₁為T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的全諧波畸變率設(shè)定值；

S8：減小|α₊|，并跳轉(zhuǎn)至步驟S3；

S9：在內(nèi)選擇品質(zhì)因素Q_t；

S10：根據(jù)T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的特性求得諧振電感L_1t、諧振電感L_2t以及諧振電容C_t；

S11：根據(jù)傅里葉變換和系統(tǒng)的特性確定直流輸入電壓為

最后，為了驗證所提出系統(tǒng)的恒壓特性以及參數(shù)設(shè)計方法的正確性，以工作頻率500KHz，輸出負載100Ω，輸出電壓100V，等效耦合電容350pF，thd₁＝10％、thd₂＝10％，η₀＝90％為例，根據(jù)上述參數(shù)設(shè)計流程，獲得系統(tǒng)的主要參數(shù)，并在MATLAB中按照圖1建立仿真模型。為了便于比較仿真與實驗的結(jié)果，仿真模型中元件的取值均采用實驗裝置的實測值如表3。

表3 系統(tǒng)主要參數(shù)

系統(tǒng)的輸出電壓的仿真波形如圖8，在時段1內(nèi)負載的輸出電壓穩(wěn)態(tài)值為98.5V；在t₁時刻，負載減小至90Ω，經(jīng)過大約0.57ms后輸出電壓重新達到穩(wěn)態(tài)值98.2V；在t₂時刻，負載增加到110Ω，輸出電壓經(jīng)過0.79ms后再次穩(wěn)定到98.5V。由此可見，當(dāng)負載以自身阻值的10％減小或增加時，輸出電壓的穩(wěn)態(tài)值可以基本維持在98.5V。在負載跳變的t₁和t₂時刻，輸出電壓出現(xiàn)了6％左右的變化，這是因為負載突變后耦合單元的激勵電流需要若干周期才能重新達到穩(wěn)定。從整體上來看，輸出電壓基本穩(wěn)定在98.5V。該值與理論值100V存在1.5％的偏差，這主要是由逆變器和整流橋的高次諧波所引起。

在時段1的穩(wěn)態(tài)運行中，逆變器的輸出電壓U_inv與電流I_inv的仿真波形如圖9。逆變電流的THD₁為5.7％。而時段2和時段3的逆變電流THD₁則分別為5.2％和5.7％，而根據(jù)公式22計算的三個時段的THD₁分為5.76％、5.1％和6.3％，仿真與計算結(jié)果基本一致。整流橋的輸入電壓U_rec和電流I_rec的仿真波形如圖10，U_rec的THD₂為8.7％，與公式20的計算值8.8％吻合。時段2和時段3的THD₂分別為9.6％和8.7％，均小于10％。

搭建的實驗裝置。耦合單元由四塊尺寸相同的印制在PCB板上的20cm×20cm金屬銅箔組成。發(fā)射和接收極板之間的間距為3mm。全橋逆變器的MOSFET管采用意法半導(dǎo)體公司的STP20NM30。為了降低實驗裝置中的高頻損耗，所用的電容均為CDE公司所產(chǎn)的銀云母電容，電感磁芯為MICROMETALS的高頻磁芯，整流橋由MUR1520G超快恢復(fù)二極管構(gòu)成。

圖11(a)為負載阻值從100Ω增加到110Ω時輸出電壓的實驗波形?？梢钥吹?，在負載切換的時刻，輸出電壓出現(xiàn)10V左右的變化，后恢復(fù)至100V左右。圖11(b)為負載阻值從100Ω減小至90Ω時輸出電壓的波型，可以看到負載的變化基本不會影響到輸出電壓。逆變器的輸出電壓U_inv與電流I_inv、整流橋的輸入電壓U_rec和電流I_rec如圖11(c)，可以看到實驗波形與圖9以及圖10中的仿真波形基本一致。所設(shè)計的樣機能夠以83％的整機效率輸出100W的功率，耦合單元的傳輸效率高于90％。

本申請的上述實施例中，通過提供一種基于T-Π復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，在發(fā)射單元中設(shè)置T-LCL諧振網(wǎng)絡(luò)為耦合單元提供恒流激勵，在接收單元中設(shè)置Π-CLC諧振網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)恒定電壓輸出，在分析全諧波畸變率、頻率敏感性及負載可變范圍的基礎(chǔ)上給出了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計方法，該發(fā)明實現(xiàn)了當(dāng)負載阻值在一定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓基本保持恒定，同時保證系統(tǒng)運行在ZPA狀態(tài)，無需額外增加通信和調(diào)節(jié)控制電路，有效降低了系統(tǒng)的成本與復(fù)雜度。

應(yīng)當(dāng)指出的是，上述說明并非是對本發(fā)明的限制，本發(fā)明也并不僅限于上述舉例，本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的實質(zhì)范圍內(nèi)所做出的變化、改性、添加或替換，也應(yīng)屬于本發(fā)明的保護范圍。