本發(fā)明涉及一種微波整流電路，具體涉及一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率整流電路。

背景技術(shù)：

近年來，無線能量傳輸(wpt:wirelesspowertransmission)技術(shù)越來越受到學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的廣泛關(guān)注。wpt具有廣泛的應(yīng)用場景，較為常見的有無線傳感網(wǎng)絡(luò)(wsn：wirelesssensornetwork)、rfid系統(tǒng)、電子設(shè)備的遠(yuǎn)距離充電等。這種能量傳輸方式可以克服傳統(tǒng)的用電纜進(jìn)行能量傳輸?shù)闹T多限制，大大擴(kuò)大了該技術(shù)的應(yīng)用領(lǐng)域。無線能量傳輸，是把能量首先轉(zhuǎn)換為微波形式的能量經(jīng)發(fā)射天線發(fā)射到自由空間中，經(jīng)自由空間傳播后，在接收端通過接收天線將能量接收后通過整流電路將射頻能量轉(zhuǎn)化為直流能量以供電子設(shè)備的使用。

接收端的天線和整流電路合起來構(gòu)成了接收整流天線(antenna+rectifier＝rectenna)。整流電路作為整流天線中的一個核心組件，其性能也對整流天線的性能具有重要的影響。整流電路包括匹配網(wǎng)絡(luò)、輸入低通濾波器、整流器件(schottkydiode)、直通濾波器以及負(fù)載等部分。評價整流電路性能的最為關(guān)鍵的一個指標(biāo)是射頻到直流的轉(zhuǎn)換效率(rf-to-dcpowerconversionefficiency)。整流電路的轉(zhuǎn)換效率與輸入功率、負(fù)載以及匹配網(wǎng)絡(luò)等部分有關(guān)。通常匹配網(wǎng)絡(luò)都是針對一個特定的功率點(diǎn)進(jìn)行設(shè)計的，當(dāng)偏離該功率點(diǎn)后整流電路的效率會大幅度降低。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)存在的缺點(diǎn)與不足，本發(fā)明提供一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率整流電路。

本發(fā)明公開的一種復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)連接在整流電路的輸入端，當(dāng)整流電路的輸入阻抗因輸入功率變化而產(chǎn)生變化，導(dǎo)致阻抗失配效率下降時，該網(wǎng)絡(luò)能減小整流電路的阻抗變化范圍，提高匹配性能和整流效率，從而使整流電路能在更寬的輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率。所述復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)還具有結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)計靈活等優(yōu)點(diǎn)。所述整流電路還包括了直流阻斷器、整流二極管和用諧波抑制網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的直流濾波器。

本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：

一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率整流電路，包括上層微帶結(jié)構(gòu)、中間介質(zhì)基板和底層金屬地板，所述上層微帶結(jié)構(gòu)印制在中間介質(zhì)基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質(zhì)基板的下表面，其特征在于，所述上層微帶結(jié)構(gòu)由復(fù)阻抗壓縮及匹配網(wǎng)絡(luò)i、對管整流電路結(jié)構(gòu)ii、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)iii和負(fù)載端連接構(gòu)成；

所述復(fù)阻抗壓縮及匹配網(wǎng)絡(luò)i由用于實現(xiàn)阻抗匹配的第一微帶線1分別與用于實現(xiàn)復(fù)阻抗壓縮的兩個并聯(lián)整流路徑連接構(gòu)成，所述兩個并聯(lián)整流路徑具體為第一整流路徑及第二整流路徑，所述第一整流路徑包括用于調(diào)控阻抗的第二微帶線2和隔直流通交流的第一電容3，所述第二微帶線2與第一電容3的一端連接，所述第二整流路徑包括隔直流通交流的第二電容4；

所述對管整流電路結(jié)構(gòu)ii由第五微帶線5、第一整流管6、第二整流管7、第八微帶線8、第九微帶線9、第三整流管10、第四整流管11和第十二微帶線12構(gòu)成，所述第一整流管6和第二整流管7的正極均加載在第十五微帶線15與第一電容3的連接處，第一整流管6和第二整流管7的負(fù)極分別與第五微帶線5和第八微帶線8連接；所述第三整流管10和第四整流管11的正極均加載在第二十微帶線20與第二電容4連接處，第三整流管10和第四整流管11的負(fù)極分別與第九微帶線9和第十二微帶線12連接；

所述諧波抑制網(wǎng)絡(luò)iii由第十三、十四、第十五、第十六、第十七、第十八、第十九、第二十、第二十一、第二十二微帶線13、14、15、16、17、18、19、20、21、22構(gòu)成，所述第十三及第十四微帶線13、14垂直連接在第十五微帶線15的同一側(cè)，所述第十六及第十七微帶線16、17垂直連接在第十五微帶線的另一側(cè)，所述第十八及第十九微帶線18、19垂直連接在第二十微帶線20的同一側(cè)，所述第二十一及第二十二微帶線21、22垂直連接在第二十微帶線20的另一側(cè)，所述第十五微帶線15的兩端分別與第一電容3及負(fù)載端連接；所述第二十微帶線20的兩端分別與第二電容4及負(fù)載端連接。

所述負(fù)載端包括第一整流路徑的負(fù)載端及第二整流路徑的負(fù)載端，所述第一整流路徑的負(fù)載端由第一電阻23和第二十四微帶線24連接構(gòu)成，所述第一電阻23的一端與第十五微帶線15連接；

所述第二整流路徑的負(fù)載端由第二電阻25和第二十六微帶線26連接構(gòu)成，所述第二電阻25的一端與第二十微帶線20連接。

所述第五微帶線5、第八微帶線8、第九微帶線9、第十二微帶線12、第二十四微帶線24和第二十六微帶線26均通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

第一整流管6、第二整流管7、第三整流管10和第四整流管11均由兩個二極管共陰極封裝而成。

所述第一電容3與第二電容4完全相同。

所述第一整流路徑的負(fù)載端與第二整流路徑的負(fù)載端完全相同。

所述第二微帶線2的設(shè)計公式為：

其中zicn和θicn分別是第二微帶線2的特征阻抗和電長度，zl0是從第一電容3往負(fù)載端看過去的等效阻抗，xl0是zl0的虛部。當(dāng)zicn和θicn滿足關(guān)系上式時，第二微帶線2使兩個整流路徑的阻抗具有相反的相位，并在兩個整流路徑并聯(lián)后減小輸入阻抗的變化范圍。

本發(fā)明的有益效果：

(1)本發(fā)明設(shè)計的復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)有利于減小整流電路輸入阻抗隨輸入功率變化的阻抗變化范圍，進(jìn)而提高電路的匹配性能和整流效率，從而在更寬的輸入功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高整流效率；

(2)本發(fā)明中應(yīng)用于整流電路設(shè)計的復(fù)阻抗配網(wǎng)絡(luò)具有嚴(yán)格的參數(shù)設(shè)計公式，設(shè)計步驟明確；

(3)本發(fā)明在輸出端口采用的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)有利于提高整流效率。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖2是本發(fā)明的復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的示意圖；

圖3是雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的特性圖；

圖4是本發(fā)明實施例在不同輸入功率下，與不使用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的普通整流電路的輸入阻抗比較結(jié)果；

圖5是本發(fā)明實施例在不同輸入功率下，與不使用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的普通整流電路的整流效率的仿真與測量結(jié)果。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本發(fā)明的實施方式不限于此。

實施例

如圖1所示，一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率整流電路，包括上層微帶結(jié)構(gòu)、中間介質(zhì)基板和底層金屬地板，所述上層微帶結(jié)構(gòu)印制在中間介質(zhì)基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質(zhì)基板的下表面，所述上層微帶結(jié)構(gòu)由復(fù)阻抗壓縮及匹配網(wǎng)絡(luò)i、對管整流電路結(jié)構(gòu)ii、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)iii和負(fù)載端連接構(gòu)成。本發(fā)明的設(shè)計步驟為先分別設(shè)計對管整流電路結(jié)構(gòu)ii、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)iii和負(fù)載端，最后設(shè)計復(fù)阻抗壓縮及匹配網(wǎng)絡(luò)i。本實施例中的工作頻率是f＝2.45ghz，信號源端口阻抗為50ω。

所述對管整流電路結(jié)構(gòu)ii由第五微帶線5、第一整流管6、第二整流管7、第八微帶線8以及第九微帶線9、第三整流管10、第四整流管11、第十二微帶線12連接構(gòu)成。其中第五微帶線5和第八微帶線8通過金屬化過孔連接底層金屬地板；第十微帶線10和第十二微帶線12通過金屬化過孔連接底層金屬地板；第一整流管6和第二整流管7的正極均加載在第十五微帶線15與第一電容3的連接處，兩個整流管的負(fù)極分別與第五和第八微帶線5、8的一端連接；第三整流管10和第四整流管11的正極均加載在第二十微帶線與第二電容4的連接處，兩個整流管的負(fù)極分別與第十和第十二微帶線10、12的一端連接。

所述諧波抑制網(wǎng)絡(luò)iii由第十三微帶線13、第十四微帶線14、第十五微帶線15、第十六微帶線16、第十七微帶線17、第十八微帶線18、第十九微帶線19、第二十微帶線20、第二十一微帶線21、第二十二微帶線22構(gòu)成。所述第十三微帶線13和第十四微帶線14垂直連接在第十五微帶線15的一側(cè)；所述第十六微帶線16和第十七微帶線17垂直連接在第十五微帶線15的另一側(cè)；所述第十八微帶線18和第十九微帶線19垂直連接在第二十微帶線20的一側(cè)，第二十一微帶線21和第二十二微帶線22垂直連接在第二十微帶線20的另一側(cè)。所述第十三微帶線13、第十四微帶線14、第十六微帶線16和第十七微帶線17分別用于抑制工作頻率f的基波、二次諧波、三次諧波和四次諧波；所述第十八微帶線18、第十九微帶線19、第二十一微帶線21和第二十二微帶線22分別用于抑制工作頻率f的基波、二次諧波、三次諧波和四次諧波；該諧波抑制網(wǎng)絡(luò)有利于提高整流電路的工作效率。

所述基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率整流電路的負(fù)載端包括第一整流路徑的負(fù)載端及第二整流路徑的負(fù)載端，所述第一整流路徑的負(fù)載端由第一電阻23和第二十四微帶線24連接構(gòu)成，所述第一電阻23的一端與第十五微帶線15連接；，其中第二十四微帶線24通過金屬化過孔連接底層金屬地板；所述第二整流路徑的負(fù)載端由第二電阻25和第二十六微帶線26連接構(gòu)成，所述第二電阻25的一端與第二十微帶線20連接，其中第二十六微帶線26通過金屬化過孔連接底層金屬地板；所述第一電阻23和第二電阻25的選擇會影響到整流電路在兩個不同的工作頻率下的整流效率，本實施例采用源阻抗?fàn)恳抡娴姆椒?，確定第一電阻23和第二電阻25均為360ω，保證整流電路在工作頻率下具有較高的整流效率。

如圖2所示，所述的復(fù)阻抗壓縮及匹配網(wǎng)絡(luò)i由第一微帶線及與其連接的兩個整流路徑構(gòu)成，所述兩個整流路徑并聯(lián)，所述第一整流路徑包括用于調(diào)控阻抗的第二微帶線2和隔直流通交流的第一電容3，所述第二微帶線2與第一電容3的一端連接，所述第二整流路徑包括隔直流通交流的第二電容4。zl1和zl2分別是整流電路從第一電容3和第二電容4往負(fù)載端看過去的等效阻抗。在本發(fā)明中，兩個整流支路完全相同，且第一電容3與第二電容4相同，因此zl1＝zl2＝zl。第二微帶線2的設(shè)計公式為

其中zicn和θicn分別是第二微帶線2的特征阻抗和電長度，zl0是整流支路等效阻抗zl的某一具體值，取zl阻抗變化范圍的中點(diǎn)，xl0是zl0的虛部。當(dāng)zicn和θicn滿足關(guān)系式(1)時，第二微帶線2可以使兩個整流路徑的阻抗具有相反的相位。利用它們的相位補(bǔ)償特性，當(dāng)兩個整流路徑并聯(lián)時，能減小總輸入阻抗的變化范圍，從而實現(xiàn)阻抗壓縮的效果。第一微帶線1用來實現(xiàn)圖2中的zin與信號源阻抗間的匹配。在本實施例中，第一微帶線1的寬度w1＝3.6mm，長度l1＝21mm，第二微帶線2的寬度w2＝0.4mm，長度為l2＝5mm。

本實施例中一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率寬功率范圍整流電路的結(jié)構(gòu)如圖1所示，以下僅僅為本發(fā)明的一個實例，本實例中選擇的整流管型號是安華高公司的hsms-286f，所用的介質(zhì)基板為arlon-ad255,其厚度為30mil，介電常數(shù)為2.55。所設(shè)計的整流電路工作在2.45ghz。具體電路尺寸選擇如下：第一微帶線的長＝21mm，寬＝3.6mm；第二微帶線的長＝5mm，寬＝0.4mm；第五微帶線的長＝14.4mm，寬＝2.4mm；第八微帶線的長＝14.4mm，寬＝2.4mm；第九微帶線的長＝14.4mm，寬＝2.4mm；第十二微帶線的長＝14.4mm，寬＝2.4mm；第十三微帶線的長＝14.6mm，寬＝2.4mm；第十四微帶線的長＝23.2mm，寬＝2.4mm；第十五微帶線的長＝37.6mm，寬＝2.4mm；第十六微帶線的長＝14.3mm，寬＝2.4mm；第十七微帶線的長＝10.1mm，寬＝2.4mm；第十八微帶線的長＝14.6mm，寬＝2.4mm；第十九微帶線的長＝23.2mm，寬＝2.4mm；第二十微帶線的長＝37.6mm，寬＝2.4mm；第二十一微帶線的長＝14.3mm，寬＝2.4mm；第二十二微帶線的長＝10.1mm，寬＝2.4mm；第二十四微帶線的長＝3mm，寬＝2.4mm；第二十六微帶線的長＝3mm，寬＝2.4mm；第十三微帶線和第十六微帶線分別加載在第十五微帶線上距離其左端20.5mm的位置；第十四微帶線和第十七微帶線分別加載在第十五微帶線上距離其左端32.6mm的位置；第十八微帶線和第二十一微帶線分別加載在第二十微帶線上距離其左端20.5mm的位置；第十九微帶線和第二十二微帶線分別加載在第二十微帶線上距離其左端32.6mm的位置；第一電容＝330pf，第二電容＝330pf，負(fù)載電阻＝360ω。

圖3所示是復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的特性圖。圖中橫坐標(biāo)數(shù)字表示阻抗實部，縱坐標(biāo)數(shù)字表示阻抗虛部，單位為ω。網(wǎng)格部分表示加入復(fù)阻抗壓縮之前的阻抗zl變化范圍，實部rl∈[1ω,1000ω]，虛部xl∈[-50ω,100ω]。加入復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i后，對應(yīng)的輸入阻抗zin集中在實部re{zin}∈[17ω,70ω]，虛部im{zin}∈[-10ω,63ω]的范圍內(nèi)，其變化范圍被大幅度縮小，有利于提高與源端的匹配性能。

圖4所示是整流電路采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)和不采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)時，輸入阻抗隨輸入功率的變化情況；圖中橫坐標(biāo)是輸入功率，單位dbm，縱坐標(biāo)是輸入阻抗，單位是ω。從圖中可以看到，當(dāng)整流電路不采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)時，輸入阻抗的實部變化范圍是21.3ω-52.7ω，輸入阻抗的虛部的變化范圍是-1.7ω-34.8ω；當(dāng)該整流電路采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)后，輸入阻抗的實部的變化范圍是48.9ω-63.3ω，輸入阻抗的虛部的變化范圍是0.3ω-7.8ω。該結(jié)果證明了復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)路可以減小整流電路輸入阻抗的實部與虛部的變化范圍，即降低輸入阻抗對輸入功率變化的敏感程度，提高整流電路的阻抗匹配性能，進(jìn)而提高整流效率。

圖5所示是整流電路采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)和不采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)時，在不同輸入功率下的整流效率仿真與測試結(jié)果。圖中橫坐標(biāo)是輸入功率，單位是dbm，縱坐標(biāo)是轉(zhuǎn)換效率，單位是％。從圖中可以看到，采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的整流電路的整流效率大于50％的輸入功率范圍是1.6dbm-20.9dbm，比不采用復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的整流電路寬3.7db(5.6dbm-21.2dbm)。圖中測量結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合，存在一定偏差是由電路加工誤差引入的，屬于可接受范圍。以上測試結(jié)果證明了本發(fā)明設(shè)計理論的正確性和可行性。

綜上所述，本發(fā)明提出了一種基于復(fù)阻抗壓縮技術(shù)的高效率寬功率范圍的整流電路，該電路通過諧波抑制網(wǎng)絡(luò)提高整流效率，通過復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)拓寬輸入功率范圍，從而使公開的整流電路在很寬的輸入功率范圍具有高整流效率。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受所述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。