本發(fā)明涉及逆變器控制領(lǐng)域，尤其是涉及一種基于模糊控制和虛擬同步發(fā)電機(jī)的逆變器并網(wǎng)控制方法。

背景技術(shù)：

隨著經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，全球能源危機(jī)和環(huán)境問題的日益加強(qiáng)。同時，煤、石油等傳統(tǒng)能源對環(huán)境的污染加重，因此，針對新能源合理應(yīng)用的分布式發(fā)電得到越來越多的關(guān)注。由于大多數(shù)分布式能源都要通過逆變器接入電網(wǎng)，所以逆變器控制技術(shù)的研究顯得尤為重要。伴隨著更多的控制方法的研究與應(yīng)用，一些更為先進(jìn)的控制策略被逐步應(yīng)用在系統(tǒng)中。其中，智能控制更是被越來越廣泛的應(yīng)用。

虛擬同步發(fā)電機(jī)，是在基于電力電子逆變器并網(wǎng)的分布式發(fā)電系統(tǒng)中，借助配備的儲能環(huán)節(jié)，并采用適當(dāng)?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器控制算法，使基于并網(wǎng)逆變器的分布式電源從外特性上模擬或部分模擬出同步發(fā)電機(jī)的頻率及電壓控制特性，從而改善分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

從系統(tǒng)穩(wěn)定性進(jìn)行分析得出基于并網(wǎng)電流單環(huán)控制無法使系統(tǒng)穩(wěn)定運行，因此提出雙環(huán)控制系統(tǒng)。采用電容電壓和電容電流雙環(huán)控制，而且電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)都采用比例積分控制，并且電壓環(huán)輸出信號作為電流環(huán)的參考電流。

目前，在三相逆變器并網(wǎng)情況下，常見的電流控制主要分為PI控制、模糊控制、專家控制等。其中對并網(wǎng)電流的控制研究主要集中在并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)控制方面。模糊控制是一種非線性控制，數(shù)學(xué)模型簡單，控制靈活適應(yīng)性強(qiáng)，而且它可以總結(jié)人的控制行為，把人的控制行為規(guī)律用模糊語言固化為模糊控制規(guī)則，從而進(jìn)行控制的一種控制方式。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的就是為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷而提供一種基于模糊控制和虛擬同步發(fā)電機(jī)的逆變器并網(wǎng)控制方法，是在虛擬同步發(fā)電機(jī)基礎(chǔ)上，對LCL濾波并網(wǎng)逆變器提供一種新的直接電流控制方法，該方法在傳統(tǒng)的控制基礎(chǔ)上，采用電容電壓外環(huán)、電容電流內(nèi)環(huán)的比例積分雙環(huán)控制，但是在此控制基礎(chǔ)上為了提高系統(tǒng)的相應(yīng)速度，在電流內(nèi)環(huán)中加入了模糊控制，實現(xiàn)對LCL濾波器并網(wǎng)逆變器的入網(wǎng)電流控制，相比原有控制方法，該方法能夠在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，提高系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定的速度，即提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度，使系統(tǒng)具有更好的性能。

本發(fā)明的目的可以通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)：

一種基于模糊控制和虛擬同步發(fā)電機(jī)的逆變器并網(wǎng)控制方法包括以下步驟：

S1：基于虛擬同步發(fā)電機(jī)技術(shù)，根據(jù)逆變器側(cè)輸出電壓、逆變器側(cè)輸出電流和并網(wǎng)電壓，獲取相位角θ和虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E；

S2：基于比例積分控制的電壓反饋環(huán)，由步驟S1獲得的虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E和采集的濾波電容電壓u_c，獲取電流環(huán)參考電流

S3：基于模糊控制和比例積分控制的電流反饋環(huán)，由步驟S2獲得的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c，獲取三相調(diào)制波；

S4：將三相調(diào)制波與載波比較得到六個開關(guān)信號，控制逆變器的關(guān)斷和導(dǎo)通。

所述步驟S1中獲取相位角θ的過程具體為：

11)獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)輸出的電磁功率P_e，滿足以下公式：

P_e＝e_ai_a+e_bi_b+e_ci_c

式中，e_a、e_b、e_c為三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電壓，i_a、i_b、i_c為三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電流；

12)獲取同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械角速度ω，滿足以下公式：

式中，J為預(yù)設(shè)的虛擬同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)動慣量，t為時間，T_m為虛擬同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械轉(zhuǎn)矩，T_e為虛擬同步發(fā)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩，D為預(yù)設(shè)的阻尼系數(shù)，ω₀為預(yù)設(shè)的電網(wǎng)同步角速度，P_ref為并網(wǎng)逆變器的有功指令；

13)根據(jù)同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械角速度ω得到相位角θ。

所述步驟S1中獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E的過程具體為：

21)獲取逆變器機(jī)端輸出的瞬時無功功率值Q，滿足以下公式：

式中，u_ga、u_gb、u_gc為三相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)電壓，i_a、i_b、i_c為三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電流；

22)獲取無功功率調(diào)節(jié)電勢ΔE_q，滿足以下公式：

ΔE_q＝K_q(Q_ref-Q)

式中，K_q為無功調(diào)節(jié)系數(shù)，Q_ref為并網(wǎng)逆變器的無功指令；

23)獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E，滿足以下公式：

E＝E₀+ΔE_q

式中，E₀為預(yù)設(shè)的虛擬同步發(fā)電機(jī)的空載電勢。

所述步驟S2具體為：步驟S1獲得的虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E與采集的濾波電容電壓u_c的差值輸入電壓外環(huán)比例積分控制器，得到電流環(huán)參考電流

所述電壓外環(huán)比例積分控制器的比例系數(shù)K_up取值范圍為0.001-0.005，電壓外環(huán)比例積分控制器的積分系數(shù)K_ui取值范圍為0.005-0.05。

所述步驟S3具體為：

301：對步驟S2獲得的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c進(jìn)行基于相位角θ的3S/2R坐標(biāo)變換，坐標(biāo)變換后的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c的差值輸入模糊控制器，得到模糊電流信號；

302：模糊電流信號輸入電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器，得到調(diào)制信號，對調(diào)制信號進(jìn)行基于相位角θ的2R/3S坐標(biāo)變換，得到三相調(diào)制波。

所述電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器的比例系數(shù)K_ip取值范圍為10-15，電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器的積分系數(shù)K_ii取值范圍為480-550。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

1、采用雙環(huán)控制增大了系統(tǒng)阻尼，有效抑制了系統(tǒng)諧振峰值，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性，相比于傳統(tǒng)的PI控制，加入模糊控制對參數(shù)進(jìn)行實時調(diào)整，提高系統(tǒng)的動態(tài)性能，加快系統(tǒng)的相應(yīng)速度和穩(wěn)態(tài)精度，加入模糊的控制系統(tǒng)具有更大的穩(wěn)定裕度，且響應(yīng)速度加快。

2、電壓反饋環(huán)采用比例積分控制，以實現(xiàn)電壓的零穩(wěn)態(tài)誤差控制，同時使系統(tǒng)還能具有較快的動態(tài)響應(yīng)性能。電壓環(huán)輸出為電流環(huán)參考電流，電流環(huán)采用模糊比例積分控制，以提高響應(yīng)速度。

3、模糊控制具有可以根據(jù)非線性系統(tǒng)的相應(yīng)誤差，進(jìn)行在線參數(shù)調(diào)整，從而達(dá)到控制目的。且模糊控制不需建立復(fù)雜的數(shù)學(xué)模型，控制靈活適應(yīng)性強(qiáng)，將控制行為規(guī)律用模糊語言固化為模糊控制規(guī)則，從而進(jìn)行控制。通過仿真實驗證明加入模糊控制之后的系統(tǒng)比未加模糊的系統(tǒng)反應(yīng)更迅速，跟蹤效果好，且達(dá)到穩(wěn)定的時間短。

4、本發(fā)明方法擁有控制精度高，響應(yīng)速度快等優(yōu)點，可推廣到其它單相或者三相并網(wǎng)逆變器的控制方法當(dāng)中。通過仿真實驗證明使用本發(fā)明方法控制輸出的三相并網(wǎng)電流符合并網(wǎng)電流的頻率要求，且曲線光滑，無諧波能夠更好的并網(wǎng)，且輸出的三相并網(wǎng)電壓符合并網(wǎng)電壓的幅值和頻率要求。

5、本發(fā)明對電壓外環(huán)比例積分控制器的控制參數(shù)合理設(shè)計，K_up與K_ui的優(yōu)選取值范圍可以更好地減小超調(diào)量以及縮短反應(yīng)時間，提高系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性，減小穩(wěn)態(tài)誤差。

6、本發(fā)明對電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器的控制參數(shù)合理設(shè)計，K_ip的優(yōu)選取值范圍可以更好地利用比例控制提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，K_ii的優(yōu)選取值范圍可以更好地利用積分控制減少電流環(huán)穩(wěn)態(tài)誤差，這樣雙環(huán)控制下具有動態(tài)響應(yīng)快、誤差小的特點。

附圖說明

圖1為本發(fā)明方法應(yīng)用的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明方法控制原理框圖；

圖3為虛擬同步發(fā)電機(jī)工作原理圖；

圖4為仿真實驗中電流內(nèi)環(huán)伯德圖；

圖5為仿真實驗中電壓外環(huán)伯德圖；

圖6為仿真實驗中加入模糊控制前后的A相入網(wǎng)電流比較圖；

圖7為仿真實驗中使用本發(fā)明方法后的三相入網(wǎng)電流圖；

圖8為仿真實驗中使用本發(fā)明方法后的三相并網(wǎng)電壓圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。本實施例以本發(fā)明技術(shù)方案為前提進(jìn)行實施，給出了詳細(xì)的實施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實施例。

如圖1所示，并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)包括依次連接的直流輸入電壓源U_dc、三相逆變器(開關(guān)管Q1-Q6)和LCL濾波器(逆變側(cè)電感L1、濾波電容C和負(fù)載側(cè)電感L2)，以及用于檢測電壓電流的檢測變送器，其中，e_a、e_b、e_c為三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電壓，i_a、i_b、i_c為三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電流，u_ga、u_gb、u_gc為三相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)電壓，u_ca、u_cb、u_cc為三相靜止坐標(biāo)系下的濾波電容電壓，i_ca、i_cb、i_cc為三相靜止坐標(biāo)系下的濾波電容電流，I_a、I_b、I_c為三相靜止坐標(biāo)系下的入網(wǎng)電流。本發(fā)明針對并網(wǎng)逆變器的輸出電壓電流質(zhì)量要求提出基于模糊控制和虛擬同步發(fā)電機(jī)的逆變器并網(wǎng)控制方法，包括以下步驟：

S1：基于虛擬同步發(fā)電機(jī)技術(shù)，根據(jù)逆變器側(cè)輸出電壓、逆變器側(cè)輸出電流和并網(wǎng)電壓，獲取相位角θ和虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E；具體為：

1)獲取相位角θ：

11)獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)輸出的電磁功率P_e，滿足以下公式：

P_e＝e_ai_a+e_bi_b+e_ci_c；

12)獲取同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械角速度ω，滿足以下公式：

式中，J為預(yù)設(shè)的虛擬同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)動慣量，t為時間，T_m為虛擬同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械轉(zhuǎn)矩，T_e為虛擬同步發(fā)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩，D為預(yù)設(shè)的阻尼系數(shù)，ω₀為預(yù)設(shè)的電網(wǎng)同步角速度，P_ref為并網(wǎng)逆變器的有功指令，本實施例中，J＝0.5，ω₀＝100π，D＝20；

13)根據(jù)同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械角速度ω得到相位角θ。

2)獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E：

21)獲取逆變器機(jī)端輸出的瞬時無功功率值Q，滿足以下公式：

22)獲取無功功率調(diào)節(jié)電勢ΔE_q，滿足以下公式：

ΔE_q＝K_q(Q_ref-Q)

式中，K_q為無功調(diào)節(jié)系數(shù)，Q_ref為并網(wǎng)逆變器的無功指令；

23)獲取虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E，滿足以下公式：

E＝E₀+ΔE_q

式中，E₀為預(yù)設(shè)的虛擬同步發(fā)電機(jī)的空載電勢。

S2：基于比例積分控制的電壓反饋環(huán)，步驟S1獲得的虛擬同步發(fā)電機(jī)電勢E與采集的濾波電容電壓u_c的差值輸入電壓外環(huán)比例積分控制器，得到電流環(huán)參考電流采用比例積分控制，以實現(xiàn)電壓的零穩(wěn)態(tài)誤差控制，同時使系統(tǒng)還能具有較快的動態(tài)響應(yīng)性能。

電壓外環(huán)比例積分控制器的比例系數(shù)K_up取值范圍為0.001-0.005，電壓外環(huán)比例積分控制器的積分系數(shù)K_ui取值范圍為0.005-0.05。

虛擬同步發(fā)電機(jī)技術(shù)的工作原理如圖3所示，圖3中，L為虛擬同步發(fā)電機(jī)的同步電感，T_D為虛擬同步發(fā)電機(jī)的阻尼轉(zhuǎn)矩。

S3：基于模糊控制和比例積分控制的電流反饋環(huán)，由步驟S2獲得的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c，獲取三相調(diào)制波；具體為：

301：對步驟S2獲得的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c進(jìn)行基于相位角θ的3S/2R坐標(biāo)變換，坐標(biāo)變換后的電流環(huán)參考電流和采集的濾波電容電流i_c的差值輸入模糊控制器，得到模糊電流信號；

302：模糊電流信號輸入電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器，得到調(diào)制信號，對調(diào)制信號進(jìn)行基于相位角θ的2R/3S坐標(biāo)變換，得到三相調(diào)制波。

電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器的比例系數(shù)K_ip取值范圍為10-15，電流內(nèi)環(huán)比例積分控制器的積分系數(shù)K_ii取值范圍為480-550。

其中模糊控制器中誤差e和誤差變化率ec對ΔK_P和ΔK_I的模糊規(guī)則如下表所示：

其中，PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB分別代表正大、正中、正小、零、負(fù)小、負(fù)中、負(fù)大。

S4：三相調(diào)制波輸入SPWM模塊，將三相調(diào)制波與三角波發(fā)生器發(fā)生的載波比較得到六個開關(guān)信號，開關(guān)信號經(jīng)過驅(qū)動電路控制逆變器的關(guān)斷和導(dǎo)通，進(jìn)而控制并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)入網(wǎng)電流的幅值和相位以及并網(wǎng)電流質(zhì)量。在雙環(huán)控制的基礎(chǔ)下，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，加入模糊控制之后，使系統(tǒng)的相應(yīng)速度更快。

為說明本發(fā)明的正確性和可行性，對一臺LCL型三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗證。仿真參數(shù)為：直流電壓源電壓700V，電網(wǎng)電壓有效值220V，SPWM的開關(guān)頻率為15KHz，LCL濾波器參數(shù)為L1＝L2＝5mH，C＝20uF。

比例積分控制的數(shù)學(xué)模型為

由附圖2中雙環(huán)控制原理，可得：使用了雙環(huán)控制的逆變器系統(tǒng)，具有更好的抗干擾能力和較快的動態(tài)特性。

電流內(nèi)環(huán)截止頻率2000Hz，電壓電流環(huán)都看作單位反饋，阻尼比自然頻率2500rad/s，K_up＝0.0023，K_ui＝0.035，K_ip＝14.1，K_ii＝519。

電流內(nèi)環(huán)的伯德圖如圖4所示，電壓外環(huán)的伯德圖如圖5所示，可以看出比例積分控制能夠較好的控制阻尼，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，而且系統(tǒng)具有更快的動態(tài)響應(yīng)和抗干擾能力。

圖6是加入模糊控制的A相入網(wǎng)電流和未加模糊的A相入網(wǎng)電流相比較，模糊控制可以根據(jù)非線性系統(tǒng)的相應(yīng)誤差，進(jìn)行在線參數(shù)調(diào)整，從而達(dá)到控制目的。從圖中可以看出，加入模糊控制之后比未加之前的打到穩(wěn)定的時間更短,證明加入模糊控制之后的系統(tǒng)比未加模糊的系統(tǒng)反應(yīng)更迅速，跟蹤效果好，且達(dá)到穩(wěn)定的時間短。

圖7為三相入網(wǎng)電流圖，從圖中可以看出達(dá)到穩(wěn)定的幅值為18A，周期為0.02s，符合并網(wǎng)電流的頻率要求，且曲線光滑，無諧波能夠更好的并網(wǎng)；圖7為三相并網(wǎng)電壓圖，從圖中可以看出達(dá)到穩(wěn)定的幅值為311V，周期0.02s，均符合并網(wǎng)電壓的幅值和頻率要求。