本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種用于實現(xiàn)半橋三電平直流變換器的中點平衡電路及相應(yīng)的數(shù)字控制方法。

背景技術(shù)：

近年來，半橋三電平直流變換器廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電、機車牽引等領(lǐng)域，突破了現(xiàn)有IGBT等功率器件在電壓等級上的限制，是當前電力電子直流變換領(lǐng)域所面臨的熱點研究課題之一。

半橋三電平直流變換器用兩個開關(guān)管串聯(lián)來代替?zhèn)鹘y(tǒng)半橋變換器中的一個開關(guān)管，其中的飛跨電容起到解耦超前臂和滯后臂軟開關(guān)過程和均壓開關(guān)管的作用，而鉗位二極管除了幫助均壓開關(guān)管之外，還有加速飛跨電容充電過程的作用。但這種三電平拓撲結(jié)構(gòu)也帶來了相應(yīng)的問題，由于在實際平臺中的驅(qū)動電路和開關(guān)管特性的差異，會造成正負半周期有效占空比不相等，那么在正負半周期內(nèi)，原邊向副邊負載傳輸?shù)哪芰坎坏龋沟蒙?、下分壓電容電壓不等于V_in/2，雖然原邊在正、負半周期內(nèi)向副邊傳輸?shù)哪芰肯嗤?，但是這種中點不平衡現(xiàn)象會導(dǎo)致原邊開關(guān)管和副邊整流二極管的電壓應(yīng)力不等、變壓器偏磁等現(xiàn)象，影響電路的正常工作，存在一定的安全隱患。因此有必要尋找一種控制策略來消除上、下分壓電容電壓差，以實現(xiàn)分壓電容的均壓，保證電路的正常工作。

國內(nèi)外對三電平直流變換器中如何實現(xiàn)分壓電容均壓，如何實現(xiàn)中點平衡做了以下相關(guān)研究：

文獻“阮新波，危健，薛雅麗等.非隔離三電平變換器中分壓電容均壓的一種方法[J].電機工程學(xué)報,2003,23(10).”文中通過比較任意一個分壓電容電壓與給定參考值，并采用交錯控制電路來調(diào)整開關(guān)管的導(dǎo)通時間。其不足在于：文中雖然介紹了非隔離型三電平變換器中點平衡的普遍方法，但這種交錯控制電路使用的是單沿觸發(fā)的雙載波調(diào)制方法，增加了硬件成本，且其調(diào)節(jié)方法缺少控制自由度。

文獻“周瑋陽,虞曉陽,金科,劉志軍.半橋三電平直流變換器的電容電壓控制策略[J].電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(16).”文中應(yīng)對兩個受控量，采用一種雙沿調(diào)制策略實現(xiàn)了四開關(guān)半橋三電平直流變換器的電容電壓均壓控制，但其雙沿觸發(fā)模式是基于同一調(diào)制波實現(xiàn)的，無法實現(xiàn)移相功能。為了實現(xiàn)移相控制，該專利增加了模擬控制部分，導(dǎo)致系統(tǒng)可靠性降低，成本提高。

綜上所述，目前國內(nèi)外應(yīng)對半橋三電平拓撲的中點平衡問題，主要采用的還是模擬電路控制，但模擬控制存在控制精度低，控制自由度小，硬件成本高等局限性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的正是為了克服半橋三電平拓撲的中點平衡模擬控制存在的局限，提出了一種用于半橋三電平直流變換器的中點平衡電路以及相應(yīng)的三角載波、發(fā)波模式控制方法，通過系統(tǒng)實際運行中因驅(qū)動電路和開關(guān)管特性差異產(chǎn)生的上、下分壓電容電壓差來修正調(diào)制波，從而實現(xiàn)了分壓電容均壓的數(shù)字控制方法。該數(shù)字控制方法在實際控制平臺中可以更好地利用數(shù)字處理器(DSP)中的EPWM模塊資源，且響應(yīng)速度快、控制精度高。

本發(fā)明提供了一種用于半橋三電平直流變換器的中點平衡電路，主要包括直流母線、半橋三電平主電路、電容C_in1與C_in2、飛跨電容C_ss、鉗位二極管D₁與D₂、輸出電路；電容C_in1的正極連接直流母線的正極，電容C_in1的負極與電容C_in2的正極連接，電容C_in2的負極連接直流母線的負極，電容C_in1和C_in2相連的中點定義為直流變換器中點B；半橋三電平主電路由開關(guān)管S₁、開關(guān)管S₂、開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄首尾串聯(lián)而成，其中開關(guān)管S₁的集電極連接直流母線的正極，開關(guān)管S₁的發(fā)射極連接開關(guān)管S₂的集電極，開關(guān)管S₂的發(fā)射極連接開關(guān)管S₃的集電極，開關(guān)管S₃的發(fā)射極連接開關(guān)管S₄的集電極，開關(guān)管S₄的發(fā)射極連接直流母線的負極；飛跨電容C_ss的正極連接開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂的中點，飛跨電容C_ss的負極連接開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄的中點；鉗位二極管D₁與鉗位二極管D₂相串聯(lián)，其中點連接變換器中點B，鉗位二極管D₁的負極連接飛跨電容C_ss的正極，鉗位二極管D₂的正極連接飛跨電容C_ss的負極；將開關(guān)管S₂和開關(guān)管S₃的中點A與變換器中點B引出作為半橋三電平直流變換器的輸出；

半橋三電平直流變換器的輸出電路采用變壓器隔離輸出，變壓器原邊上串聯(lián)濾波電感L_r，變壓器副邊采用二極管D₃與D₄組成的整流電橋，輸出端設(shè)置電感L₀和電容C₀組成的直流濾波電路。

本發(fā)明還提供了前述一種用于半橋三電平直流變換器的中點平衡電路的控制方法，采用單電流閉環(huán)控制，包括以下步驟：

步驟1，采集電容C_in1的電壓U_cin1(k)、電容C_in2的電壓U_cin2(k)，由公式

ΔU_cin(k)＝U_cin2(k)-U_cin1(k)

得到電壓差ΔU_cin(k)，其中k表示第k時刻；

步驟2，將在第k時刻采樣得到的電壓差ΔU_cin(k)與給定參考偏置電壓量ΔU_ref做差運算，定義ΔU_ref＝0，得到在第k時刻的電容電壓偏置量ΔU(k)，

其值為ΔU(k)＝ΔU_ref-ΔU_cin(k)，其與電容C_in1、C_in2電壓的大小關(guān)系如下：

步驟3，將在第k時刻得到的電容電壓偏置量ΔU(k)進行比例積分調(diào)節(jié)，得到所對應(yīng)的占空比修正量ΔD(k)；

步驟4，采集在第k時刻得到的濾波電感電流I_Lo(k)，對其進行比例積分調(diào)節(jié)，得到在指令電流量I_ref下所對應(yīng)的閉環(huán)占空比D(k)；

步驟5，定義幅值為[0，1]的高頻三角載波為T_c、幅值為CMPA的調(diào)制波為T_mA、幅值為CMPB的調(diào)制波為T_mB、幅值為CMPC的調(diào)制波為T_mC、幅值為CMPD的調(diào)制波為T_mD；將調(diào)制波T_mA和調(diào)制波T_mB作為開關(guān)管S₁、S₄的調(diào)制波，將調(diào)制波T_mC和調(diào)制波T_mD作為開關(guān)管S₂、S₃的調(diào)制波，將調(diào)制波T_mA的幅值CMPA作為移相角；考慮到+1電平作用時間和-1電平作用時間之和不變，且開關(guān)管S_i的驅(qū)動信號的占空比均為0.5，調(diào)制波T_mA、T_mB、T_mC和T_mD的幅值需滿足以下條件：

為了簡化算法，將調(diào)制波T_mC和調(diào)制波T_mD的幅值固定，則可得到以下條件：

其中i＝1,2,3,4；

步驟6，根據(jù)步驟5，將步驟4中得到的閉環(huán)占空比賦值給調(diào)制波T_mA的幅值CMPA，可得：CMPA(k)＝D(k)，CMPB(k)＝1-D(k)。根據(jù)得到的調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)和調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)，當三角載波計數(shù)值CMP大于調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)時，開關(guān)管S₁和S₄導(dǎo)通；當三角載波計數(shù)值CMP小于調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)時，開關(guān)管S₁和S₄關(guān)斷；同理，對于開關(guān)管S₂、S₃的驅(qū)動信號，當三角載波計數(shù)值CMP大于調(diào)制波T_mC的幅值0時，開關(guān)管S₂和S₃導(dǎo)通；當三角載波計數(shù)值CMP小于調(diào)制波T_mD的幅值1時，開關(guān)管S₂和S₃關(guān)斷；

步驟7，根據(jù)步驟6中得到開關(guān)管S₁、S₂、S₃和S₄的驅(qū)動信號，將開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₃的驅(qū)動信號進行反相，開關(guān)管S₂和開關(guān)管S₄的驅(qū)動信號保持不變，得到理想情況下的半橋三電平直流變換器的4路開關(guān)管的驅(qū)動信號S₁'，S₂'，S₃'，S₄'；

步驟8，對調(diào)制波幅值進行修正，當+1電平作用時間比-1電平作用時間長，電容C_in1的電壓小于電容C_in2的電壓，則減小開關(guān)管S₁和S₂的移相角，增大開關(guān)管S₃和S₄的移相角；當+1電平作用時間比-1電平作用時間短，電容C_in1的電壓大于電容C_in2的電壓，則增大開關(guān)管S₁和S₂的移相角，減小開關(guān)管S₃和S₄的移相角；

步驟9，根據(jù)步驟3中得到的占空比修正量ΔD(k)、步驟6中得到的調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)和調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)表達式，可得在存在電容電壓偏置量ΔU(k)時，加入占空比修正量之后的調(diào)制波幅值為：

將調(diào)制波幅值CMPA(k)和CMPB(k)修正之后，得到半橋三電平直流變換器的4路開關(guān)管的驅(qū)動信號S₁”，S₂”，S₃”，S₄”。

相對于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的有益效果如下：

1、采用數(shù)字控制方法，有效解決了傳統(tǒng)半橋三電平中由于驅(qū)動芯片和開關(guān)管特性差異帶來的中點不平衡問題，且響應(yīng)速度更快，控制精度更高。

2、在正、負半周期內(nèi)，原邊向副邊傳輸?shù)哪芰亢筒蛔儯谡伎毡刃拚^程中不影響能量傳輸。

3、可以省去隔直電容，降低電路體積和成本。

4、利用雙沿觸發(fā)的單載波數(shù)字控制方法來修正占空比，方法簡單，控制自由度高，易于工程實現(xiàn)。

附圖說明

圖1是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器的拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器的驅(qū)動信號圖。

圖3是半橋三電平直流變換器產(chǎn)生直流偏置電壓的示意圖。

圖4是本發(fā)明利用三角載波和調(diào)制波實現(xiàn)的發(fā)波機理示意圖。

圖5是本發(fā)明提到的調(diào)制波修正的示意圖。

圖6是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器的上、下分壓電容電壓實現(xiàn)由不均壓到均壓的實驗波形圖。

圖7是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器的上、下分壓電容電壓實現(xiàn)由均壓到不均壓的實驗波形圖。

圖8是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器在中點不平衡下的原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的實驗波形圖。

圖9是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器在中點平衡下的原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的實驗波形圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細描述：

如圖1所示，本發(fā)明的一種用于半橋三電平直流變換器的中點平衡電路，主要包括直流母線、半橋三電平主電路、電容C_in1與C_in2(上、下分壓電容)、飛跨電容C_ss、鉗位二極管D₁與D₂、其具體拓撲結(jié)構(gòu)如下：直流母線總電壓V_in，直流側(cè)相串聯(lián)的分壓電容C_in1和C_in2，電容C_in1的正極連接直流母線的正極，電容C_in1的負極與電容C_in2的正極連接，定義為變換器中點B，電容C_in2的負極連接直流母線的負極。半橋三電平主電路拓撲由4只開關(guān)管首尾串聯(lián)而成，即開關(guān)管S₁、開關(guān)管S₂、開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄，其中開關(guān)管S₁的集電極連接直流母線的正極，開關(guān)管S₁的發(fā)射極連接開關(guān)管S₂的集電極，開關(guān)管S₂的發(fā)射極連接開關(guān)管S₃的集電極，開關(guān)管S₃的發(fā)射極連接開關(guān)管S₄的集電極，開關(guān)管S₄的發(fā)射極連接直流母線的負極，飛跨電容C_ss的正極連接開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂的中點，飛跨電容C_ss的負極連接開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄的中點，鉗位二極管D₁與鉗位二極管D₂相串聯(lián)，其中點連接變換器中點B，鉗位二極管D₁的負極連接飛跨電容C_ss的正極，鉗位二極管D₂的正極連接飛跨電容C_ss的負極。將開關(guān)管S₂和開關(guān)管S₃的中點A與變換器中點B引出作為半橋三電平直流變換器輸出端。

半橋三電平直流變換器的輸出電路采用變壓器隔離輸出，變壓器原邊上串聯(lián)濾波電感L_r，變壓器副邊采用二極管D₃與D₄組成的整流電橋，輸出端設(shè)置電感L₀和電容C₀組成的直流濾波電路。

在半橋三電平直流變換器中，在這里定義開關(guān)狀態(tài)為S₁S₂S₃S₄，當開關(guān)管S_i導(dǎo)通時的開關(guān)狀態(tài)為1，當開關(guān)管S_i關(guān)斷時的開關(guān)狀態(tài)為0，其中i＝1,2,3,4，其表示各開關(guān)管的編號。則可以得到本發(fā)明的半橋三電平直流變換器中存在如下8種開關(guān)狀態(tài)，即1100-0100-0101-0001-0011-0010-1010-1000-1100，不考慮開關(guān)變換死區(qū)的話，可以簡化為1100-0101-0011-1010-1100。通過該開關(guān)狀態(tài)，可以得到半橋三電平直流變換器的驅(qū)動信號，如圖2所示。通過圖2可知，當開關(guān)狀態(tài)為1100時，進入正半周期，此時開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂導(dǎo)通，上分壓電容C_in1通過開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂向副邊傳遞能量，此時上分壓電容電壓U_cin1下降，由于上分壓電容電壓U_cin1和下分壓電容電壓U_cin2之和等于直流母線電壓U_cin,因此下分壓電容電壓U_cin2上升，將這個開關(guān)狀態(tài)定義為+1電平；當開關(guān)狀態(tài)為0101時，開關(guān)管S₂和開關(guān)管S₄導(dǎo)通，原邊不向副邊傳輸能量，此時上、下分壓電容U_cin2電壓U_cin2保持不變，將這個開關(guān)狀態(tài)定義為+0電平；當開關(guān)狀態(tài)為0011時，進入負半周期，此時開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄導(dǎo)通，下分壓電容通過開關(guān)管S₃和開關(guān)管S₄向副邊傳輸能量，此時下分壓電容電壓U_cin2下降，由于上分壓電容電壓U_cin1和下分壓電容電壓U_cin2之和等于直流母線電壓U_cin,因此上分壓電容電壓U_cin1上升，將這個開關(guān)狀態(tài)定義為-1電平；當開關(guān)狀態(tài)為1010時，開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₃導(dǎo)通，原邊不向副邊傳輸能量，此時上、下分壓電容電壓保持不變，將這個開關(guān)狀態(tài)定義為-0電平?？偨Y(jié)如下表：

從上表可知，由于當0電平時，原邊不向副邊傳輸能量，因此只需要考慮+1電平和-1電平時的開關(guān)狀態(tài)，如果+1電平和-1電平作用的時間不同，那么上下分壓電容的電壓就不相等，從而造成在變壓器原邊電壓U_AB的偏置電壓ΔU_AB不為0，功率開關(guān)管的承受電壓也不同，如圖3所示。當理想情況下，+1電平作用時間和-1電平作用時間一樣時，原邊電壓為U_AB，其偏置電壓為0；當+1電平作用時間比-1電平作用時間大時，原邊電壓為U_AB1，當+1電平作用時間比-1電平作用時間小時，原邊電壓為U_AB2，偏置電壓為ΔU_AB，而偏置電壓與分壓電容電壓差ΔU_cin(k)的關(guān)系為：ΔU_cin＝2ΔU_AB。

在半橋電路中，若上、下分壓電容電壓不能精確到直流側(cè)母線電壓的一半，那么+1電平持續(xù)時間與-1電平持續(xù)時間不相等，變壓器初級在兩個電平作用時間內(nèi)承受電壓也不相等，導(dǎo)致變壓器磁通會沿著磁滯回線正向或反向持續(xù)增加，直至磁芯飽和，變壓器飽和會使其感量下降，發(fā)熱加劇，產(chǎn)生一定的安全隱患。實際應(yīng)用中，往往在變壓器原邊串入一個隔直電容來防止變壓器發(fā)生偏磁現(xiàn)象，但是增加了電路的體積和成本。

因此，必須要采取一定的控制算法來實現(xiàn)上、下分壓電容均壓，即實現(xiàn)中點平衡。本控制方法就是利用分壓電容電壓差ΔU_cin(k)來修正調(diào)制波，從而實現(xiàn)對占空比的修正，使得+1電平和-1電平作用時間相同，進而實現(xiàn)中點平衡。

本發(fā)明基于前述的一種用于半橋三電平直流變換器的中點平衡電路，提出了如下的控制方法，采用單電流閉環(huán)控制策略，具體包括以下步驟：

步驟1，采集電容C_in1的電壓U_cin1(k)、電容C_in2的電壓U_cin2(k)，由公式

ΔU_cin(k)＝U_cin2(k)-U_cin1(k)

得到電壓差ΔU_cin(k)，其中k表示第k時刻。

步驟2，將在第k時刻采樣得到的電壓差ΔU_cin(k)與給定參考偏置電壓量ΔU_ref做差運算，定義ΔU_ref＝0，得到在第k時刻的電容電壓偏置量ΔU(k)，

其值為ΔU(k)＝ΔU_ref-ΔU_cin(k)，其與電容C_in1、C_in2電壓的大小關(guān)系如下：

步驟3，將在第k時刻得到的電容電壓偏置量ΔU(k)進行比例積分調(diào)節(jié)，得到所對應(yīng)的占空比修正量ΔD(k)。

步驟4，采集在第k時刻得到的濾波電感電流I_Lo(k)，對其進行比例積分調(diào)節(jié)，得到在指令電流量I_ref下所對應(yīng)的閉環(huán)占空比D(k)。

步驟5，本發(fā)明利用DSP中的EPWM模塊，通過比較載波與調(diào)制波的大小關(guān)系進行發(fā)波，具體發(fā)波機理如圖4所示，在這里定義幅值為[0，1]的高頻三角載波為T_c、幅值為CMPA的調(diào)制波為T_mA、幅值為CMPB的調(diào)制波為T_mB、幅值為CMPC的調(diào)制波為T_mC、幅值為CMPD的調(diào)制波為T_mD；將調(diào)制波T_mA和調(diào)制波T_mB作為開關(guān)管S₁、S₄的調(diào)制波，將調(diào)制波T_mC和調(diào)制波T_mD作為開關(guān)管S₂、S₃的調(diào)制波，將調(diào)制波T_mA的幅值CMPA作為移相角；考慮到+1電平作用時間和-1電平作用時間之和不變，且開關(guān)管S_i的驅(qū)動信號的占空比均為0.5，調(diào)制波T_mA、T_mB、T_mC和T_mD的幅值需滿足以下條件：

由于改變移相角就可以改變有效輸出占空比(即+1電平作用時間和-1電平作用時間)，為了簡化算法，則可以保持開關(guān)管S₂、S₃的驅(qū)動信號始終不變，僅僅靠改變開關(guān)管S₁、S₄的驅(qū)動信號相位來改變有效輸出占空比，那么將調(diào)制波T_mC的幅值CMPC和調(diào)制波T_mD的幅值CMPD固定，令CMPC＝0，CMPD＝1；同時，在滿足調(diào)制波T_mA的幅值CMPA和調(diào)制波T_mB的幅值CMPB之和CMPA+CMPB＝1條件下，我們可以通過改變CMPA的值來改變+1電平作用時間，這時CMPB也相應(yīng)變化，-1電平作用時間也相應(yīng)改變，但無論怎么改變，兩者作用時間始終相同，即為了簡化算法，將調(diào)制波T_mC和調(diào)制波T_mD的幅值固定，則可得到以下條件：

其中i＝1,2,3,4，表示各開關(guān)管的編號。

步驟6，根據(jù)步驟5中的條件限定，將步驟4中得到的閉環(huán)占空比賦值給調(diào)制波T_mA的幅值CMPA，可得：CMPA(k)＝D(k)，CMPB(k)＝1-D(k)。根據(jù)得到的調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)和調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)，當三角載波計數(shù)值CMP大于調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)時，開關(guān)管S₁和S₄導(dǎo)通；當三角載波計數(shù)值CMP小于調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)時，開關(guān)管S₁和S₄關(guān)斷；同理，對于開關(guān)管S₂、S₃的驅(qū)動信號，當三角載波計數(shù)值CMP大于調(diào)制波T_mC的幅值0時，開關(guān)管S₂和S₃導(dǎo)通；當三角載波計數(shù)值CMP小于調(diào)制波T_mD的幅值1時，開關(guān)管S₂和S₃關(guān)斷。

步驟7，根據(jù)步驟6中得到開關(guān)管S₁、S₂、S₃和S₄的驅(qū)動信號，將開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₃的驅(qū)動信號進行反相，開關(guān)管S₂和開關(guān)管S₄的驅(qū)動信號保持不變，得到理想情況下的半橋三電平直流變換器的4路開關(guān)管的驅(qū)動信號S₁'，S₂'，S₃'，S₄'。

步驟8，考慮到中點不平衡情況，應(yīng)該對調(diào)制波幅值進行修正，調(diào)制波修正示意圖如圖5所示。當+1電平作用時間比-1電平作用時間長，電容C_in1的電壓小于電容C_in2的電壓，則減小開關(guān)管S₁和S₂的移相角(調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k))，增大開關(guān)管S₃和S₄的移相角(調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k))；當+1電平作用時間比-1電平作用時間短，電容C_in1的電壓大于電容C_in2的電壓，則增大開關(guān)管S₁和S₂的移相角(調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k))，減小開關(guān)管S₃和S₄的移相角(調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k))；

步驟9，根據(jù)步驟3中得到的占空比修正量ΔD(k)、步驟6中得到的調(diào)制波T_mA的幅值CMPA(k)和調(diào)制波T_mB的幅值CMPB(k)表達式，可得在存在電容電壓偏置量ΔU(k)時，加入占空比修正量之后的調(diào)制波幅值為：

將調(diào)制波幅值CMPA(k)和CMPB(k)修正之后，得到半橋三電平直流變換器的4路開關(guān)管的驅(qū)動信號S₁”，S₂”，S₃”，S₄”。

根據(jù)本發(fā)明提出的方法在半橋三電平實驗平臺上加以驗證，實驗條件：母線電壓為60V，占空比D＝0.5，將給定參考偏置電壓量ΔU_ref從0調(diào)至10，可以得到圖6，其為半橋三電平直流變換器的電容C_in1、C_in2電壓實現(xiàn)由不均壓到均壓的實驗波形圖；將給定參考偏置電壓量ΔU_ref從10調(diào)至0，可以得到圖7，其為半橋三電平直流變換器的電容C_in1、C_in2電壓實現(xiàn)由不均壓到均壓的實驗波形圖，可以看到通過上位機調(diào)節(jié)后，響應(yīng)速度快，調(diào)節(jié)時間為20ms左右。圖8是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器在中點不平衡下(人為設(shè)定給定參考偏置電壓量ΔU_ref＝10)的原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的實驗波形圖，此時正負半周期內(nèi)原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的幅值不同，電壓應(yīng)力不均：在正半周期內(nèi)，電壓的幅值低于U_dc/2；在負半周期內(nèi)，電壓的幅值高于U_dc/2。圖9是本發(fā)明所針對的半橋三電平直流變換器在加入中點平衡控制方法下的原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的實驗波形圖，此時正負半周期內(nèi)原邊輸出電壓和整流橋輸出電壓的幅值相同，電壓應(yīng)力均為U_dc/2，可以看到本發(fā)明所針對的中點平衡控制方法可行有效。

本發(fā)明不限于以上對實施例的描述，本領(lǐng)域技術(shù)人員根據(jù)本發(fā)明揭示的內(nèi)容，在本發(fā)明基礎(chǔ)上不必經(jīng)過創(chuàng)造性勞動所進行的改進和修改，都應(yīng)該在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。