本發(fā)明涉及一種電源，具體是一種高效率2KW通訊電源。

背景技術：

在電力電子技術中，從電網(wǎng)獲取交流電經(jīng)整流得到直流電是電力電子技術中最常

用的一種變流方案，大電容的存在是為了得細低紋波的輸出電壓，但是只有當輸入電壓大于輸出直流電壓的瞬間，整流二極管才會導通.因此整流二極管的導通角小于180度,輸入電流并不是和輸入電壓同頻率的嚴格的正弦波，而是發(fā)生了嚴重的崎變。這種崎變了的尖峰脈沖狀電流除了含有工頻基波外，還含有各種離次諧波，會對電網(wǎng)造成嚴重的諧波“污染”電流波形的畸變被認為是一種“電力公害”，其危害主要表現(xiàn)在下幾個方面。

（1）由于電網(wǎng)存在阻抗，諧波電流流過線路會產(chǎn)生畸變，因此負載端的電壓也會產(chǎn)生畸變，干擾其它電氣設備。

（2）使無功補償電容器等因過流過壓而損壞，增加電網(wǎng)產(chǎn)生諧振的可能，如果缺少安全措施，會損壞電力電容器或其它供用電設備。

（3）因為自身設計的原因，常規(guī)的計量裝置都是在50HZ標準正弦波情況下設計的。當諧被存在時，會降低計量準確度，導致結果失真。

（4）高次諧波噪聲會與鄰近線路的通訊設備通過磁場、電場賴合等相互影響，對人們的日常通訊造成不便。

（5）因為Ｈ相電流中的Ｈ次諧波在中線中是同相位的，在Ｈ相四線制中，可能導致流過中線的電流增大，使中線發(fā)熱或著火。使無功補償電容器等因過流過壓而損壞，增加電網(wǎng)產(chǎn)生諧振的可能，如果缺少安全措施，會損壞電力電容器或其它供用電設備。

為提高線性穩(wěn)壓器電源的效率,適應現(xiàn)代電子設備多功能和小型化,開關電源電路應運而生。但開關電源的電路結構使得電網(wǎng)的功率因數(shù)下降(只有0.65左右),同時又使輸電線上損耗增加,浪費了大量電能。為此,在開關電源輸入級插入功率因數(shù)校正網(wǎng)絡,以利于提高電網(wǎng)質(zhì)量。

有源功率因數(shù)校正電路中引入了有源器件，應用電流反饋使電壓、電流波形近似，是抑制諧波最有效的方法。

作為最清潔的二次能源，電能為人民的生活及社會經(jīng)濟發(fā)展提供最基本的生活及生產(chǎn)資料，國際上已將電能的一次能源轉轉換率及占終端能源消費的比重作為重要標準來衡量一個國家經(jīng)濟、科技、文化的發(fā)展水平。目前，我國電能的一次能源轉換率已接近45%，與發(fā)達國家水平接近，但我國的電能利用效率卻仍落后發(fā)達國家 20 年，低下的電能利用率最終導致我國嚴重的“電荒現(xiàn)象”，提高電能利用率已是迫在眉睫。

據(jù)不完全統(tǒng)計，超過 40%的電能是通過二次轉換后才接入用電設備中的，而在電能轉換過程中，效率每提高 1%，那么全國每年就能節(jié)省 25 億千瓦的電能。傳統(tǒng)的線性變換方式使用功率三極管進行電能變換，通過調(diào)整三極兩端電壓對輸出電壓進行穩(wěn)定，在工作過程中雖然 EMI 較小，但三極管一直處于放大狀態(tài)，電路損耗較大;受工頻隔離變壓器的影響，該類型的變換器體積很大。

與線性電能變換方式不同，應用電力電子技術的電能變換器，其電路中的半導體器件工作于開通和關斷狀態(tài)，因此功率管導通損耗顯著減小，變換器效率大幅增加，此外，通過提高工作頻率，變換器的體積得到了有效控制，根據(jù)法拉第定律可以得知，相同功率下，磁性元器件的體積與開關頻率成反比，因此，隨著功率半導體器件技術的發(fā)展，開關電源技術的工作頻率也由原來的幾十kHz逐漸提高到幾百kHz。但是隨著開關頻率的不斷提高，開關電源技術又面臨著新的技術問題。首先，由于頻率的提高，原本在總能量損耗中不占主要份額的開關損耗變得不可忽視，該損耗還會隨著頻率的升高而不斷增大，大大降低了整個系統(tǒng)的效率。同時，由于開關損耗的增大，系統(tǒng)所需的散熱元件體積也不斷增加，因此整個系統(tǒng)的體積與重量也受到了較大的限制。另一方面，隨著頻率的升高，在開關開通關斷瞬間的 di/dt 和 dv/dt 也會隨之升高，這就會大大增加系統(tǒng)的 EMI，限制了開關電源在對 EMI 要求較高的場合的應用。

軟開關技術正是為解決以上提到的問題而發(fā)展出來的，該技術的核心思想是減少開關轉換時的電壓電流交疊區(qū)以達到減少開關損耗的目的^[8]。

電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。LLC諧振變換器無疑是集高頻化、軟開關、高效率于一身，可以實現(xiàn)模塊化、數(shù)字化、低壓大電流直流電源設備。諧振變換器由于其能實現(xiàn)軟開關，有效地減小了開關損耗，使得頻率能進一步提高，電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。LLC諧振變換器無疑是集高頻化、軟開關、高效率于一身，可以實現(xiàn)模塊化、數(shù)字化、低壓大電流直流電源設備。諧振變換器由于其能實現(xiàn)軟開關，有效地減小了開關損耗，使得頻率能進一步提高。

以開關方式工作的電力半導體器件是現(xiàn)代電力電子技術的基礎和核心，器件特性的每一步新發(fā)展都帶動變換電路技術的相應突破。電力電子器件的發(fā)展經(jīng)歷了幾個發(fā)展階段：從 1958 年第一個晶閘管的問世帶來電力電子學的革命，到可控關斷電力電子器件的迅速發(fā)展，再到 70 年代中期，自身兼有開通和關斷功能的全控器件可關斷晶閘管 GTO、大功率晶體管 GTR、功率場效應管 Power MOSFET、絕緣柵功率晶體管 IGBT、MOS控制晶閘管的出現(xiàn)再到80年代 MOS 型絕緣柵雙極性型晶體IGBT和功率場效應晶體管 Power MOSFET 以及功率集成電路 PIC 和智能模塊 IPM 的相繼出現(xiàn)，以及隨后對功率管材料(如碳化硅材料等)的不斷改進，電力電子器件每上一個臺階都帶動著電力電子技術上一個新的階段，在電力電子技術中電力半導體器件起著舉足輕重的作用。

隨著人們對減少電網(wǎng)的諧波污染要求的越來越高，開關電源中采用功率因數(shù)校正(PFC)成為必須，“綠色電源”的研制也成為人們研究的熱點。功率因數(shù)校正技術主要集中在減小諧波電流對電網(wǎng)的污染和提高效率兩個方面。PFC技術主要分為有源 PFC 技術和無源 PFC 技術兩大類，研究的重點在于改進控制方案，提高功率因數(shù)以及優(yōu)化設計輸入濾波器，減小開關次諧波對輸入功率因數(shù)的影響。

有源功率因數(shù)校正電路中引入了有源器件，應用電流反饋使電壓、電流波形近似，是抑制諧波最有效的方法。這種方法雖然引入了控制回路，電路相對復雜；但平均無故障時間減少，功率因數(shù)較高，輸出電壓穩(wěn)定。PFC根據(jù)電路結構可分為單級PFC與兩級PFC兩種類型。

諧振型開關變換器是伴隨著電力電子技術的發(fā)展趨勢產(chǎn)生的。硬開關方式的效率會隨著開關頻率的提高而降低,解決該問題變得非常重要。80年代初期,諧振變換器得到了快速的發(fā)展。作為一種軟開關電路,諧振變換器能有效的解決高頻率時的低效率問題,得到了國外的研究者關注和重視。

最先得到發(fā)展是串聯(lián)諧振變換器^[14]。這一時間的研究成果非常突出,優(yōu)秀的論文非常多。在研究初期,一些學者給出了諧振變換器的拓撲結構,穩(wěn)定分析方法、小信號分析、控制方法和設計方法

隨后一些學者開始關注另一種拓撲結構并聯(lián)諧振變換器,研究了的拓撲結構穩(wěn)態(tài)分析方法、小信號模型、控制方法,也給了一些設計方法。經(jīng)過多年的研究,研究者己充分掌握和的工作特性,在對和進行變頻控制時,它們都有比較突出的缺點。是空載不可調(diào),輕載對頻率不敏感是諧振環(huán)路內(nèi)的能量比較大,對變換器的效率有很大影響,另外,在輸入電壓較高時,開關損耗較大。一些研究者都想結合二者的優(yōu)點,回避二者的缺點,想找到一種更優(yōu)秀的拓撲結構。

90年代左右,研究者提出多種諧振拓撲結構,都是多諧振電路諧振網(wǎng)絡不再是僅有構成的,有的是三階的,也有四階的,甚至更高階的。最受研究者關注是諧振變換器。在年初期,進入了一個新的研究高潮。研究者對諧振變換器,進行深入的研究。同樣作為三階的諧振變換器卻沒有得到充分重視,其原因如下一方面,年代分布式電源系統(tǒng)的概念還沒有被提出來,對于輸入電壓的變化問題沒有足夠關注另一方面,諧振變換器在很窄的頻率范圍內(nèi)能實現(xiàn)負載從滿載到空載的調(diào)節(jié),并能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關技術,保證了諧振變換器的效率。

2000年之后,分布式電源系統(tǒng)得到了廣泛重視,輸入電壓在短時間內(nèi)丟失時,仍能保證負載的正常工作,研究者開始重新研究諧振變換器，

03年之后,諧振變換器成為國內(nèi)研究的熱點。LLC諧振變換器比傳統(tǒng)的諧振變換器拓撲結構更為復雜,理論研究的難度增大。研究的熱點主要集中在以下幾個方面

LLC諧振變換器拓撲結構的研究,怎樣合理選擇參數(shù),獲得更優(yōu)的工作性能建立能夠更容易理解和掌握,并能直接應用于補償器設計的小信號模型實現(xiàn)更高的頻率,進而提高功率密度,縮小變換器的體積^[21,22]。諧振變換器能在輸入電壓和負載變化范圍都很大的情況下,有良好的電壓調(diào)節(jié)特性。另外,諧振變換器中的管可實現(xiàn),二極管可實現(xiàn)。正是因為諧振變換器具有這些特點,可在分布電源系統(tǒng)中得到廣泛應用。諧振變換器是一種符合電源發(fā)展方向的拓撲結構,具有很強的研究價值^[23,24]。

早在上個世紀七八十年代就有學者提出LLC諧振開關變換器的拓撲結構的雛形，近些年來，由于LLC諧振變換器軟開關、高效率等諸多優(yōu)點越來越受到人們的喜愛。

在2001年Delta公司對該LLC變換器申請了專利；

2003年弗吉尼亞理工大學的楊波博士在其博士論文及所發(fā)表的文獻中詳細系統(tǒng)的闡述了半橋式LLC諧振變換器的設計、過載保護等問題；

國內(nèi)浙江大學對于半橋式和全橋式LLC和三電平LLC諧振開關變換器的參數(shù)優(yōu)化設計等問題作了大量的工作；

南京航空航天大學對橋式LLC諧振開關變換器的優(yōu)化和三電平LLC諧振開關變換器的控制策略的設計以及磁集成技術的研究等方面做了很多工作；

在《三電平直流變換器及其軟開關技術》中阮新波教授通過研究指出，三電平LLC諧振開關變換器適合高電壓、寬范圍輸入電壓場合，具有非常廣闊的應用前景。

另外，Delta、Astec、Tyco、Liteon等電源公司都在從事著LLC諧振變換器產(chǎn)品的研發(fā)工作，已經(jīng)有部分電源產(chǎn)品出廠。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種高效率2KW通訊電源，以解決上述背景技術中提出的問題。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術方案：

一種高效率2KW通訊電源，包括前級PFC電路和后級LLC諧振變換器，所述前級PFC電路與后級LLC諧振變換器相連接，前級PFC電路包括二極管D1、電感L1、電源u和二極管VD，二極管D1的陽極連接二極管D3的陰極和電源u，二極管D2的陽極連接二極管D4的陰極和電源u的另一端，二極管D1的陰極連接二極管D2的陰極和電感L，電感L的另一端連接MOS管等S的漏極和二極管VD的陽極，二極管VD的陰極連接電容C1、電位器R1和負載，電容C1的另一端連接電位器R1的另一端、MOS管S的源極、二極管D3的陽極、二極管D4的樣子和負載的另一端，MOS管S的柵極連接電容C3、PWM控制器的輸出端、比較器U2的輸出端和乘法器的一個輸入端，乘法器的輸出端連接比較器U1的正向輸入端，電位器RP1的滑動端連接電容C3的另一端和比較器U2的反向輸入端，比較器U1的輸出端連接PWM控制器的一個輸入端。

作為本發(fā)明的優(yōu)選方案：所述后級LLC諧振變換器包括開關網(wǎng)絡、諧振網(wǎng)絡和濾波網(wǎng)絡，開關網(wǎng)絡連接諧振網(wǎng)絡，諧振網(wǎng)絡連接濾波網(wǎng)絡。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明高效率2KW通訊電源所用開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元件；開關管寄生電容不參與諧振，其影響可以忽略；輸出濾波電容Co選取值足夠大，故輸出電壓紋波很小，可近似認為是直流電壓。

附圖說明

圖1為前級PFC電路的電路圖；

圖2為后級LLC諧振變換器的電路圖；

圖3為諧振網(wǎng)絡增益曲線圖；

圖4為降壓型LLC諧振開關變換器工作波形圖。

具體實施方式

下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

請參閱圖1-4，一種高效率2KW通訊電源，包括前級PFC電路和后級LLC諧振變換器，所述前級PFC電路與后級LLC諧振變換器相連接，前級PFC電路包括二極管D1、電感L1、電源u和二極管VD，二極管D1的陽極連接二極管D3的陰極和電源u，二極管D2的陽極連接二極管D4的陰極和電源u的另一端，二極管D1的陰極連接二極管D2的陰極和電感L，電感L的另一端連接MOS管等S的漏極和二極管VD的陽極，二極管VD的陰極連接電容C1、電位器R1和負載，電容C1的另一端連接電位器R1的另一端、MOS管S的源極、二極管D3的陽極、二極管D4的樣子和負載的另一端，MOS管S的柵極連接電容C3、PWM控制器的輸出端、比較器U2的輸出端和乘法器的一個輸入端，乘法器的輸出端連接比較器U1的正向輸入端，電位器RP1的滑動端連接電容C3的另一端和比較器U2的反向輸入端，比較器U1的輸出端連接PWM控制器的一個輸入端。

后級LLC諧振變換器包括開關網(wǎng)絡、諧振網(wǎng)絡和濾波網(wǎng)絡，開關網(wǎng)絡連接諧振網(wǎng)絡，諧振網(wǎng)絡連接濾波網(wǎng)絡。

本發(fā)明的工作原理是：平均電流控制模式含有電壓與電流兩個控制環(huán)。它的工作頻率固定，輸入電流連續(xù)，其原理圖2所示，實際電感電流波形如圖3所示。在平均電流控制方式中，電壓外環(huán)使輸出直流電壓更加穩(wěn)定。當輸出電壓增大時，電壓環(huán)的輸出就會下降，導致參考電流減小。電流內(nèi)環(huán)的主要作用是使輸入電流更標準，保證誤差跟蹤導致的失真低于1%。當電感電流上升時，電流誤差放大器的輸出下降，功率開關管的占空比隨之降低；電感電流下降時，占空比上升；

利用基波分量法對諧振變換器進行建模，并分析ｋ值與Ｑ值對直流電壓増益的影響，討論LLC諧振變換器的工作區(qū)域與各區(qū)域諧振變換器的工作特點^[34]。

對LLC諧振變換器各參數(shù)進行詳細設計，對變壓器與諧振電感進行設計，最后搭建仿真模型，對計算參數(shù)進行了仿真驗證。

當負載由輕向重切換時，LLC 變換器的等效輸出負載的瞬時值會有較大變化，變換器工作點較易進入容性工作區(qū)域，因此本章首先會對負載的切換過程進行分析并對切換過程中的等效負載值進行計算，進而找出變換器最差工作情況作為設計參考，以提高變換器的可靠性，此后將會對變換器的零電壓導通條件進行討論，最終，結合以上所得出的結論，給出較為合理的設計過程，在滿足設計要求的同時盡量實現(xiàn)最優(yōu)的工作性能。

所用開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元件；開關管寄生電容不參與諧振，其影響可以忽略

由于當開關頻率小于等于fm時，諧振網(wǎng)絡呈容性，對開關管來說將難以實現(xiàn)零電壓開關。

LLC諧振變換器在fm< f<fs工作時，有8個工作狀態(tài)；f =fs工作時，諧振電流是一個純正弦波，整流二極管D1和D2中的電流時臨界連續(xù)的，6個工作狀態(tài)；f >fs工作時，LLC諧振變換器的工作特性與串聯(lián)諧振變換器類似，Lm不參與諧振，一直被輸出電壓鉗位，同樣有8個工作狀態(tài)。

一個完整的諧振變換器主電路的拓撲結構如圖2

把諧振變換器主電路模塊化,可分為輸入電源、開關網(wǎng)絡、諧振網(wǎng)絡、理想變壓器、整流橋、濾波網(wǎng)絡、負載。對諧振網(wǎng)絡左邊的和右邊進行適應的處理就可得到統(tǒng)一的基頻分量模型。

為了實現(xiàn)原邊開關管的ZVS，開關頻率必須高于諧振回路的諧振頻率。而LLC諧振變換器不僅可以工作在f> fs和f = fs 的頻率范圍內(nèi)，而且它還可以工作在fm< f <fs的頻率范圍之內(nèi)。

相對于其它建模方法，基頻分量法計算相對簡單，并在一定程度上能滿足實際工程的需要，因此，這里采用該方法對諧振變換器進行穩(wěn)態(tài)分析。基頻分量法將復雜的非線性的諧振電路簡化成為相對簡單的正弦交流電路，可采用正度穩(wěn)態(tài)電路的各種分析方法，使得分析和計算都相對簡單化，但是它只是對諧振變換器的一種近似建模，并沒有得到諧振變換器的準確模型。

首先對開關網(wǎng)絡進行分析，輸入直流電壓經(jīng)過開關網(wǎng)絡后，其輸出電壓為方波信號，對其進行傅里葉分解，可得到需要的基波分量。

用基頻分量法對LLC諧振變換器建模，假定功率經(jīng)過諧振網(wǎng)絡從電源傳輸?shù)截撦d，只與傅里葉展開式中的基頻分量相關。所用開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元件；開關管寄生電容不參與諧振，其影響可以忽略；輸出濾波電容Co選取值足夠大，故輸出電壓紋波很小，可近似認為是直流電壓；忽略開關頻率諧波，電路中各電量只考慮基波分量。

電感系數(shù)：;歸一化頻率：；諧振頻率：；

空載時，Q=0，即：

根據(jù)此模型求出電壓轉換比函數(shù)和輸入阻抗函數(shù),再由軟件仿真得到它們的函數(shù)曲線,并對諧振變換器的工作區(qū)域進行了劃分，接著分析和研究了諧振變換器的工作特性最后,對諧振變換器進行計算。