本發(fā)明涉及一種軟開關功率因數(shù)校正變換器，更具體的，涉及一種應用于大、中功率場合的零電壓轉換功率因數(shù)校正變換器。

背景技術：

在各類電力電子裝置前級增加單相功率因數(shù)校正變換器是目前解決電網(wǎng)諧波污染的主要途徑。在單相功率因數(shù)校正變換器拓撲中，通用的無橋Boost PFC變換器由于大幅降低了導通損耗，成為大、中功率應用場合較為理想的變換器拓撲。但其固有的高共模干擾給它在工業(yè)界的應用帶來很大的局限性。針對上述問題，已有文獻提出了半無橋Boost PFC變換器，如圖1所示。該變換器通過增加兩個回路二極管(慢恢復二極管)將電源與功率地連接起來，大幅降低了無橋Boost PFC變換器的共模干擾。同時保留了無橋Boost PFC變換器導通損耗低的優(yōu)勢，并適合工作于電感電流連續(xù)模式(Continuous Current Mode,CCM)，是無橋Boost PFC變換器中最有發(fā)展前途的改進變換器拓撲。

半無橋Boost PFC變換器僅降低了導通損耗，對于降低開關損耗，目前的研究主要集中在零電壓轉換技術(Zero-Voltage Transition,ZVT)上?？傮w而言，ZVT技術均可大幅減小變換器升壓二極管的反向恢復損耗，實現(xiàn)主開關管的零電壓開關(Zero-Voltage Switching,ZVS)并且不增加主開關器件的電壓應力。而如何降低輔助開關管的開關損耗是進一步提升效率的關鍵。目前，ZVT技術的研究可分為兩類，其一是在主電路中增加各類以諧振電感和諧振電容為主的有源輔助諧振支路以實現(xiàn)輔助開關管的軟關斷；其二是在主電路中增加各類以自耦變壓器為主的有源輔助諧振支路以實現(xiàn)輔助開關管的準零電流關斷(Zero-Current Switching,ZCS)。相較而言，后一類方案可以進一步減小輔助開關管的關斷損耗，提升整機效率。但由于自耦變壓器在輔助開關管關斷時存在激磁電流，形成環(huán)流后使得諧振電感與輔助開關管寄生電容產(chǎn)生寄生振蕩。這會降低此類變換器的功率因數(shù)，同時還增加了輔助開關管的關斷損耗。

為解決以上問題，專利CN202034900U公開了一種ZVT半無橋Boost PFC變換器拓撲，如圖2所示。該變換器的有源輔助諧振支路增加了一個RCD箝位網(wǎng)絡，由箝位二極管D_c、箝位電容C_c和箝位電阻R_c組成。其作用是當輔助開關管關斷時，大部分自耦變壓器激磁電流被導入RCD箝位網(wǎng)絡并在箝位網(wǎng)絡中消耗掉，進而在輔助開關管實現(xiàn)準ZCS關斷的同時抑制其寄生振蕩。這種方法存在兩個主要問題，其一，RCD箝位網(wǎng)絡會使得變換器拓撲復雜化并增加其體積和成本；其二，自耦變壓器激磁能量全部在電路中被消耗掉，而RCD箝位網(wǎng)絡自身也存在一定的損耗，因此無法提升整機效率。

技術實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術的以上缺陷或改進需求，本發(fā)明提供了一種ZVT半無橋功率因數(shù)校正變換器，同樣可以實現(xiàn)輔助開關管的準ZCS關斷并抑制其寄生振蕩，還能夠解決現(xiàn)有技術中變換器拓撲復雜、成本較高、整機效率偏低的技術問題。

本發(fā)明提出的一種ZVT半無橋功率因數(shù)校正變換器，包括半無橋Boost PFC變換器主電路和有源輔助諧振支路；其中：

所述半無橋Boost PFC變換器主電路包括第一升壓電感、第二升壓電感、第一主開關管、第二主開關管、第一二極管、第二二極管、第八二極管、第九二極管和濾波電容；主電路中第一二極管陽極接第一主開關管的漏極和第一升壓電感一端，第二二極管陽極接第二主開關管的漏極和第二升壓電感一端；第一升壓電感另一端和第八二極管陰極相連，用于接輸入電源的一端；第二升壓電感另一端和第九二極管陰極相連，用于接輸入電源的另一端。

所述有源輔助諧振支路包括輔助開關管、諧振電感、第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容、自耦變壓器、第三二極管、第四二極管、第五二極管、第六二極管、第七二極管、第十二極管、第十一二極管和第十二二極管；所述第十二極管、第十一二極管反并聯(lián)于兩個主開關管兩端，第一諧振電容、第二諧振電容并聯(lián)于兩個主開關管兩端；所述第十二二極管反并聯(lián)于輔助開關管兩端，第三諧振電容并聯(lián)于輔助開關管兩端；所述第三二極管、第四二極管陽極分別接于兩個升壓電感一端，陰極接于諧振電感一端；所述自耦變壓器具有輸入端、公共繞組公共端和串聯(lián)繞組輸出端，輸入端接于諧振電感另一端，公共繞組公共端接于輔助開關管的漏極和第六二極管陽極，串聯(lián)繞組輸出端接于第五二極管陽極和第七二極管陰極；所述第一二極管、第二二極管、第五二極管、第六二極管陰極連接到濾波電容正極；所述第七二極管、第八二極管、第九二極管、第十二極管、第十一二極管、第十二二極管陽極，第一主開關管、第二主開關管、輔助開關管的源極，第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容一端一起連接到濾波電容負極；濾波電容兩端用于外接負載。

其中，第八二極管、第九二極管為慢恢復二極管；第十二極管、第十一二極管、第十二二極管由各開關管體二極管替代；第三諧振電容由輔助開關管輸出寄生電容替代；諧振電感電感值應包含自耦變壓器等效漏感值。

相對于現(xiàn)有技術，本發(fā)明提出的變換器具有三個優(yōu)勢：其一，變換器只需要增加一個快恢復二極管D₇即可替換RCD箝位網(wǎng)絡，抑制了輔助開關管關斷時的寄生振蕩，簡化了變換器拓撲，減少了其體積和成本；其二，當輔助開關管關斷時激磁電流被導入輔助開關管寄生電容中，并被電路充分利用，提升了變換器整機效率。

附圖說明

圖1是已有文獻公開的半無橋Boost PFC變換器拓撲；

圖2是專利CN202034900U公開的變換器拓撲；

圖3是本發(fā)明提出的變換器拓撲；

圖4是變換器平均電流控制策略的電路實現(xiàn)；

圖5是變換器關鍵波形；

圖6是變換器工作模態(tài)分析。

本發(fā)明中，所有的標號是統(tǒng)一的：

第一主開關管-S₁、第二主開關管-S₂、第一升壓電感L₁、第二升壓電感L₂、第一二極管-D₁、第二二極管-D₂、第八二極管-D_a、第九二極管-D_b、濾波電容-C_o；輔助開關管-S_r、自耦變壓器-T_r、諧振電感-L_r、第一諧振電容-C_S1、第二諧振電容-C_S2、第三諧振電容-C_Sr、第三二極管-D₃、第四二極管-D₄、第五二極管-D₅、第六二極管-D₆、第七二極管-D₇、第十二極管-D_S1、第十一二極管-D_S2、第十二二極管-D_Sr。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用于解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。此外，下面所描述的本發(fā)明各個實施方式中所涉及到的技術特征只要彼此之間未構成沖突就可以相互組合。

本實施例所述的ZVT半無橋功率因數(shù)校正變換器，如圖3所示，包括半無橋Boost PFC變換器主電路和有源輔助諧振支路，其中：

所述半無橋Boost PFC變換器主電路包括第一升壓電感、第二升壓電感、第一主開關管、第二主開關管、第一二極管、第二二極管、第八二極管、第九二極管和濾波電容；主電路中第一二極管陽極接第一主開關管的漏極和第一升壓電感一端，第二二極管陽極接第二主開關管的漏極和第二升壓電感一端；第一升壓電感另一端和第八二極管陰極相連，用于接輸入電源的一端；第二升壓電感另一端和第九二極管陰極相連，用于接輸入電源的另一端。

所述有源輔助諧振支路包括輔助開關管、諧振電感、第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容、自耦變壓器、第三二極管、第四二極管、第五二極管、第六二極管、第七二極管、第十二極管、第十一二極管和第十二二極管；所述第十二極管、第十一二極管反并聯(lián)于兩個主開關管兩端，第一諧振電容、第二諧振電容并聯(lián)于兩個主開關管兩端；所述第十二二極管反并聯(lián)于輔助開關管兩端，第三諧振電容并聯(lián)于輔助開關管兩端；所述第三二極管、第四二極管陽極分別接于兩個升壓電感一端，陰極接于諧振電感一端；所述自耦變壓器具有輸入端、公共繞組公共端和串聯(lián)繞組輸出端，輸入端接于諧振電感另一端，公共繞組公共端接于輔助開關管的漏極和第六二極管陽極，串聯(lián)繞組輸出端接于第五二極管陽極和第七二極管陰極；所述第一二極管、第二二極管、第五二極管、第六二極管陰極連接到濾波電容正極；所述第七二極管、第八二極管、第九二極管、第十二極管、第十一二極管、第十二二極管陽極，第一主開關管、第二主開關管、輔助開關管的源極，第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容一端一起連接到濾波電容負極；濾波電容兩端用于外接負載。

其中，第八二極管(D_a)、第九二極管(D_b)為慢恢復二極管；第十二極管(D_S1)、第十一二極管(D_S2)、第十二二極管(D_Sr)由各開關管體二極管替代；第三諧振電容(C_Sr)由輔助開關管輸出寄生電容替代；諧振電感(L_r)電感值應包含自耦變壓器(T_r)等效漏感值。

本發(fā)明提出的變換器適用于CCM，可采用的控制策略包括平均電流控制、單周期控制等。本實例選用平均電流控制策略，控制芯片選用UC3854，其電路實現(xiàn)如圖4所示。圖中由UC3854產(chǎn)生的SPWM信號v_g為初始門極驅動信號，經(jīng)脈沖移相電路、邏輯控制電路和門極驅動電路產(chǎn)生主開關管S₁、S₂和輔助開關管S_r的門極驅動信號v_g1、v_g2和v_gr，實現(xiàn)了S₁、S₂與S_r的交錯控制。變換器適用的開關頻率為20kHz～200kHz之間，開關頻率過低則整機效率提升有限，過高則對自耦變壓器的制作和輔助開關管的選取帶來難度。

為方便分析，假定所有開關管和二極管均為理想器件，不考慮開通時間、導通壓降等問題。在一個開關周期內，升壓電感L₁和L₂可以作為一個恒定輸出的電流源I_in；輸出電容濾波C_o可以作為一個恒定的電壓源V_o。變換器關鍵波形如圖5所示，波形從上到下依次為主開關管S₁的驅動信號v_g1；輔助開關管S_r的驅動信號v_gr；諧振電感L_r的電流i_Lr；S₁的漏-源電壓v_S1和電流i_S1；升壓二極管D₁的電壓v_D1和電流i_D1；S_r的漏-源電壓v_Sr和電流i_Sr；激磁電感L_m的電流i_Lm；連通二極管D₅、D₆、D₇的電流i_D5、i_D6、i_D7。一個典型開關周期工作模態(tài)分析如圖6所示。

模態(tài)0[t₁₀～t₀)：在t₀之前是模態(tài)0，此時主開關管S₁和輔助開關管S_r均關斷。升壓電感電流即為輸入電流I_in，其大部分通過i_D1流入負載V_o中，小部分繼續(xù)通過i_Lr經(jīng)由諧振電感L_r和自耦變壓器T_r分解為i_p、i_s流入V_o中。激磁電流i_Lm保持在一個較小值續(xù)流。

模態(tài)1[t₀～t₁)：在t₀時刻開始模態(tài)1，此時對S_r施加驅動信號，由于L_r的存在，i_Lr從零開始線性增加，S_r可實現(xiàn)軟開通。i_D1線性減小，i_p和i_s開始線性增大，i_Lm開始通過S_r線性增長。

模態(tài)2[t₁～t₂)：在t₁時刻開始模態(tài)2，此時i_D1減小到零，D₁自然關斷，而S₁尚未開通，D₁反向恢復損耗接近為零。L_r與S₁并聯(lián)電容C_S1開始諧振，C_S1放電，v_S1從V_o開始減小，L_r充電，i_Lr、i_p和i_s繼續(xù)增大，i_Lm繼續(xù)通過S_r線性增長。

模態(tài)3[t₂～t₃)：在t₂時刻開始模態(tài)3，此時i_Lr達到此開關周期電流最大值，v_S1減小到零。在此模態(tài)任意時刻對S₁施加驅動信號，S₁均可實現(xiàn)ZVS開通，開通損耗為零。在t₂時刻以后，S₁的反向電流i_S1開始線性增加，存儲在L_r中的能量開始釋放，i_Lr、i_p和i_s開始線性減小，i_Lm繼續(xù)通過S_r線性增長。

模態(tài)4[t₃～t₄)：在t₃時刻開始模態(tài)4，此時S₁已ZVS開通，i_S1從零開始線性增加。i_Lr、i_p和i_s繼續(xù)線性減小，i_Lm通過S_r線性增長達到此開關周期最大值I_Lm。

模態(tài)5[t₄～t₅)：在t₄時刻開始模態(tài)5，此時L_r中存儲的能量已全部被釋放，i_Lm達到I_Lm并續(xù)流，D₅自然關斷。

模態(tài)6[t₅～t₆)：在t₅時刻開始模態(tài)6，此時對S_r撤除驅動信號，S_r可實現(xiàn)準ZCS關斷。D₃自然關斷，i_Lm注入S_r的寄生電容C_Sr中，當i_Lm減小到零時，T_r完成磁復位。

模態(tài)7[t₆～t₇)：在t₆時刻開始模態(tài)7，此時有源輔助諧振支路停止工作，ZVT半無橋Boost PFC主電路繼續(xù)工作。

模態(tài)8[t₇～t₈)：在t₇時刻開始模態(tài)8，此時對S₁撤除驅動信號，S₁可實現(xiàn)軟關斷，關斷損耗遠小于硬關斷。I_in給C_S1充電，v_S1從零開始線性增加。

模態(tài)9[t₈～t₉)：在t₈時刻開始模態(tài)9，此時i_Lr、i_p和i_s從零開始增加，i_Lm從零開始增長。i_Lm和i_p一起給C_Sr充電，v_S1繼續(xù)增加至V_o。

模態(tài)10[t₉～t₁₀)：在t₉時刻開始模態(tài)10，此時D₁自然開通，大部分I_in開始經(jīng)i_D1流入V_o中。i_Lr、i_p和i_s繼續(xù)增加，i_D1開始減小，i_Lm繼續(xù)增長，v_Sr繼續(xù)增加至V_o。本模態(tài)結束，電路回到下一個開關周期過程。

可見，在模態(tài)6[t₅～t₆)開始前，i_Lr已減少為零，激磁電流i_Lm達到此開關周期最大值I_Lm。在t₅時刻撤除輔助開關管S_r的驅動信號，S_r可實現(xiàn)準ZCS關斷。此時，連通二極管D₇為釋放激磁電流i_Lm構建了一個獨立電流回路，激磁電流i_Lm不再流過L_r，抑制了L_r與C_Sr之間的寄生振蕩。同時激磁電流被導入輔助開關管輸出寄生電容中，并在后續(xù)模態(tài)中被充分利用。

從以上模態(tài)分析可知，本發(fā)明提出的變換器實現(xiàn)了主開關管的ZVS和升壓二極管的自然開關，與此同時還實現(xiàn)了輔助開關管的準ZCS并抑制了其關斷時的寄生振蕩，電路中各連通二極管也都實現(xiàn)了自然開關。本發(fā)明提出的變換器拓撲簡單、成本低廉、整機效率較高，在實際應用中具有良好的可推廣性。

上述對實施實例的描述是在大量實驗的基礎上得到的結論，目的是為便于該技術領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。