總的而言本發(fā)明涉及電機(jī)，特別涉及一種無速度傳感器電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅(qū)動一般采用蓄電池+永磁電機(jī)的模式，控制系統(tǒng)采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當(dāng)前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統(tǒng)的PID調(diào)節(jié)器對給定速度與實際速度的偏差進(jìn)行調(diào)節(jié)，根據(jù)調(diào)整結(jié)果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統(tǒng)響應(yīng)速度慢，調(diào)整過程中易出現(xiàn)超調(diào)，實際速度圍繞設(shè)定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。永磁同步電機(jī)通常采用矢量控制，精確的轉(zhuǎn)子位置必不可少。機(jī)械位置傳感器能實現(xiàn)轉(zhuǎn)子位置的高精度檢測，但通常價格高昂，易受環(huán)境條件限制，而且存在增加電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動慣量、增大系統(tǒng)體積及系統(tǒng)可靠性降低等缺點。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進(jìn)行升壓，這種方式開關(guān)管損耗大，功率因數(shù)低。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明提供了一種無速度傳感器電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)。

一種無速度傳感器電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)，包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機(jī)、MCU、諧波生成器以及諧波觀測器；DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機(jī)相連；通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電流ia、ib，通過諧波觀測器對永磁電機(jī)的轉(zhuǎn)速ω_m和轉(zhuǎn)子位置進(jìn)行觀測；諧波生成器用于按照指令生成高次正弦諧波信號，并將生成的諧波信號注入q軸電壓中；驅(qū)動系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、諧波生成器、分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器、諧波觀測器包括HPF(高通濾波器)、極性判斷模塊和位置觀測模塊；HPF與Park變換模塊的輸出相連，極性判斷模塊和位置觀測模塊均與HPF相連，極性判斷模塊用于對轉(zhuǎn)子極性進(jìn)行判斷，位置觀測模塊利用注入的諧波信號觀測轉(zhuǎn)子位置θ和實際轉(zhuǎn)速ωm；轉(zhuǎn)子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊和Park變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連，第一比較器的輸出端與分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器的輸入端連接，分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連，采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連，第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo；第二比較器對iq與進(jìn)行比較，第三比較器對id與進(jìn)行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標(biāo)系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進(jìn)行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機(jī)的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機(jī)運行；所述DC/DC變換單元采用半有源橋DC-DC變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成；輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進(jìn)行整形，實現(xiàn)額定電壓輸出；輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管組成全橋電路，輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管和兩個二極管以及輸出電容成，輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器連接；所述電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調(diào)節(jié)器與q軸PI調(diào)節(jié)器，d軸PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓為U_d，q軸PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環(huán)，得到和通過第四比較器對U_q與進(jìn)行比較，得到偏差△U_q，△U_q經(jīng)比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調(diào)節(jié)器中的積分模塊，對△U_q進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對U_d與進(jìn)行比較，得到偏差△U_d，△U_d經(jīng)比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調(diào)節(jié)器中的積分模塊,對△U_d進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，使得

本發(fā)明的有益效果是：采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)速可以快速跟隨給定，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度；采用半有源橋DC/DC變換器，降低了DC/DC變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的損耗，提高了DC/DC變換器的可靠性；通過采用分?jǐn)?shù)階PID使得系統(tǒng)具有了更大的調(diào)節(jié)范圍，獲得了比傳統(tǒng)PID更好的控制品質(zhì)及更強的魯棒性；利用諧波注入法對電機(jī)轉(zhuǎn)子位置角進(jìn)行觀測，從而取代了傳統(tǒng)的機(jī)械位置傳感器，降低了系統(tǒng)成本，提高了可靠性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機(jī)平穩(wěn)運行，避免電機(jī)出現(xiàn)過調(diào)制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為DC/DC變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為DC/DC變換單元工作流程圖；

圖5為分?jǐn)?shù)階PID的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為分?jǐn)?shù)階PID整定流程圖；

圖7為電流調(diào)節(jié)單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8為本發(fā)明控制結(jié)果比較圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細(xì)的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標(biāo)記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結(jié)合附圖1對本發(fā)明的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)做說明。本發(fā)明提供了一種電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)，系統(tǒng)包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機(jī)、MCU(主控單元)，角生成器以及諧波觀測器等。DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機(jī)相連，通過永磁電機(jī)驅(qū)動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過諧波觀測器對永磁電機(jī)的轉(zhuǎn)速ω_m和轉(zhuǎn)子位置進(jìn)行檢測，這些檢測信號被送入MCU，MCU根據(jù)這些檢測信號分別向DC/DC變換單元和逆變器輸出驅(qū)動信號G1、G2，從而調(diào)節(jié)DC/DC變換單元和逆變器的輸出。

整個系統(tǒng)由一塊MCU處理器控制運行，各個部分協(xié)調(diào)運行，人機(jī)交換部分可采用LCD和按鍵實現(xiàn)(圖中未示出)。MCU控制逆變器中IGBT的導(dǎo)通頻率，從而實現(xiàn)永磁同步電機(jī)線圈磁場順序變化驅(qū)動電機(jī)運轉(zhuǎn)；諧波生成器用于按照指令生成高次正弦諧波信號；電流檢測電路通過實時檢測電機(jī)線圈的相電流，并與MCU處理器中電機(jī)理論模型進(jìn)行比較，實現(xiàn)電機(jī)的閉環(huán)控制，以及實現(xiàn)電機(jī)的過壓、過流保護(hù)。

下面對本發(fā)明中驅(qū)動系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)做詳細(xì)介紹，請參閱圖2。驅(qū)動系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、諧波觀測器、角生成器、分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器；諧波觀測器包括HPF(高通濾波器)、極性判斷模塊和位置觀測模塊。

其中，HPF與Park變換模塊的輸出相連，極性判斷模塊和位置觀測模塊均與HPF相連，極性判斷模塊用于對轉(zhuǎn)子極性進(jìn)行判斷，位置觀測模塊利用注入的諧波信號觀測轉(zhuǎn)子位置θ和實際轉(zhuǎn)速ωm。轉(zhuǎn)子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊和Park變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連，轉(zhuǎn)速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器的輸入端連接。分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，根據(jù)調(diào)制信號打開/關(guān)閉逆變器中的IGBT，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機(jī)。

永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置θ、轉(zhuǎn)速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉(zhuǎn)速給定值與實際轉(zhuǎn)速ω_m進(jìn)行比較，偏差信號經(jīng)過分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，分?jǐn)?shù)階PID調(diào)節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進(jìn)行比較，第三比較器對id與進(jìn)行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標(biāo)系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進(jìn)行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機(jī)的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機(jī)運行。

其中，Clark變換、Park變換、Park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現(xiàn)。

式中，i_α和i_β均為兩相靜止坐標(biāo)系(簡稱αβ坐標(biāo)系)下的等效電流，i_a、i_b和i_c為永磁同步電機(jī)的三相電流，i_d和i_q為永磁同步電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的等效電流，θ為永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置。

下面重點對本發(fā)明中的諧波觀測器做詳細(xì)介紹。本發(fā)明通過諧波生成器向d軸注入高次諧波u_h，高頻分量疊加基頻分量再經(jīng)過坐標(biāo)變換得到調(diào)制電壓u_α和 u_β，脈沖寬度調(diào)制模塊產(chǎn)生逆變器IGBT的開關(guān)信號，采用電流傳感器采樣定子A相、B相電流，變換到αβ坐標(biāo)系中得到i_α和i_β。將i_α和i_β變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中得到包含高次諧波的d軸電流信號和q軸電流信號，包含高次諧波的d軸電流信號和q軸電流信號通過LPF(低通濾波器)后其中的基頻分量i_d和i_q被提取作為電流調(diào)節(jié)器的反饋量，通過HPF后其中的高頻分量i_dh、i_qh被提取用于估計出轉(zhuǎn)子位置θ及轉(zhuǎn)速ω_m。

具體而言，諧波生成器產(chǎn)生高次諧波u_h，并注入到d軸中，u_h＝Ksin(ωt+π)。其中，K為高頻電壓幅值，ω為高頻電壓角頻率，t表示信號注入時間。根據(jù)注入的高次諧波u_h，計算信號調(diào)制數(shù)組Am的維數(shù)N，生成信號調(diào)制數(shù)組Am，通過HPF后其中的高頻分量i_dh、i_qh。將i_qh與信號調(diào)制數(shù)組Am相乘得到目標(biāo)值P1，P1＝i_qh*Am；根據(jù)目標(biāo)值P1獲取磁極位置估計值θ_p及轉(zhuǎn)速估計值ω_r；將i_dh與信號調(diào)制數(shù)組Am相乘得到目標(biāo)值P2，P2＝i_dh*Am；根據(jù)目標(biāo)值P2判斷磁極極性，對θ_p補償后輸出轉(zhuǎn)子位置估計值θ。本發(fā)明利用估計的d軸電流分量進(jìn)行極性判斷，充分利用了高頻電流響應(yīng)，無需注入額外信號；降低了觀測器的復(fù)雜度，易于數(shù)字實現(xiàn)。

圖3為本發(fā)明中DC/DC變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖，本發(fā)明中DC/DC變換單元采用半有源橋DC-DC變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成。輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進(jìn)行整形，實現(xiàn)額定電壓輸出。輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管S1、S2、S3和S4組成全橋電路，CS1、CS2、CS3、CS4分別為與開關(guān)管S1、S2、S3、S4相并聯(lián)的結(jié)電容。輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管S5、S6和兩個二極管D1、D2以及輸出電容Co組成，CS5、CS6為S5、S6各自的結(jié)電容，CD5、CD6為D1、D2各自的結(jié)電容。輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器T連接，Lk為變壓器T的漏感與外加交流電感之和，ip為變壓器原邊電流。

MCU對傳感器采樣得到的電壓信號Vin、Vo進(jìn)行處理，并依據(jù)PWM移相控制方法生成PWM信號G1，調(diào)節(jié)變壓器原邊電壓V_AB和變壓器副邊電壓V_CD各自的占空比和兩者之間的移相角。G1經(jīng)過隔離和功率放大之后為開關(guān)管S1、S2、S3、S4、S5、S6提供驅(qū)動電壓。

DC/DC變換單元的輸出功率p_o為：

其中，

根據(jù)公式(6)可以計算得到輸出功率Po相對移相角變化的最大值P_{0_max}。

輸出功率Po最大時對應(yīng)的移相角的值如公式(7)所示。

上式中，m為輸入到輸出的電壓增益，m＝V_o/(nV_in)，n為變壓器原邊與副邊匝數(shù)比，Ts為開關(guān)周期，Δdp為變壓器原邊占空比補償量，用于微調(diào)原邊超前橋臂開關(guān)管S1、S2的開通時間；Δds為副邊占空比的補償量，用于微調(diào)副邊開關(guān)管S5、S6的開通時間。

如圖4所示，DC/DC變換單元的工作過程如下：

S110：確定DC/DC變換單元輸出電壓的給定值Vref；S120：對DC/DC變換單元輸出電壓進(jìn)行采樣，采樣值記為Vo，計算輸出電壓的給定值Vref與輸出電壓Vo的差值，所述的差值作為數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的輸入值。所述的數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的輸出值經(jīng)過限幅器限幅后作為變壓器原邊電壓V_AB和變壓器副邊電壓V_CD之間的移相角S130：通過移相角計算出如公式(8)的原邊占空比d1和如公式(9)的副邊占空比d2。

上式中，原邊占空比d1包含原邊占空比補償項Δdp、副邊占空比d2包含副邊占空比的補償項Δds，通過原邊占空比補償項Δdp使得流過原邊超前橋臂開關(guān)管S1、S2的電流在開通的瞬間從開關(guān)管的體二極管流過，通過副邊占空比的補償項Δds使得流過開關(guān)管的電流在開通的瞬間從副邊開關(guān)管S5、S6的體二極管流過，實現(xiàn)所有開關(guān)管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的軟開關(guān)。通過副邊占空比的計算公式保證副邊開關(guān)管S5、S6在變壓器原邊電流ip剛過零之后就能開通，能夠減小副邊開關(guān)管S5、S6的體二極管導(dǎo)通的時間長度，減小副邊開關(guān)管S5、S6的導(dǎo)通損耗。

S140：根據(jù)移相角原邊占空比d1和副邊占空比d2產(chǎn)生開關(guān)管的PWM信號，驅(qū)動DC/DC變換單元工作，實現(xiàn)所有開關(guān)管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的軟開關(guān)，減小副邊開關(guān)管S5、S6的導(dǎo)通損耗，并且降低DC/DC變換單元中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高DC-DC變換器的可靠性。

所產(chǎn)生的移相角與原邊占空比d1和副邊占空比d2控制各個驅(qū)動PWM信號波形的關(guān)系如下：S1與S2互補、S3與S4互補、S5與S6相差180°；S1，S2，S3和S4的占空比均為50％，S5和S6的占空比均為1-d2；S1與S3之間的相位差為d1·2π，S2與S4之間的相位差為d1·2π，S1的上升沿與S5的下降沿之間的相位差為d2·2π，S2的上升沿與S6的下降沿之間的相位差為d2·2π。

通過DC/DC變換單元能夠減小副邊開關(guān)管S5、S6的體二極管導(dǎo)通的時間長度，降低副邊開關(guān)管S5、S6的導(dǎo)通損耗；降低DC-DC變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高DC-DC變換器的可靠性；可以同時實現(xiàn)電壓源型半有源橋DC-DC變換器的高效率運行和所有開關(guān)管的軟開關(guān)，高效率的變換器意味著較少的發(fā)熱，就可以使用較小的散熱裝置，而軟開關(guān)的實現(xiàn)可以減小開關(guān)噪聲，降低輸入和輸出濾波器的體積和重量。

與傳統(tǒng)調(diào)節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調(diào)節(jié)采用分?jǐn)?shù)階PID，其結(jié)構(gòu)如圖5所示。與整數(shù)階PID控制器相似，分?jǐn)?shù)階PID控制器的微分方程為:

其中，為Caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數(shù)，是分?jǐn)?shù)階控制器的階次。

對Caputo定義的分?jǐn)?shù)階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分?jǐn)?shù)階PID控制器的傳遞函數(shù)：

分?jǐn)?shù)階PID控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數(shù)。整數(shù)階PID控制器是分?jǐn)?shù)階PID控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當(dāng)λ＝1、μ＝0時即為PI控制器，λ＝0、μ＝1時為PD控制器。分?jǐn)?shù)階PID控制器多了兩個可調(diào)參數(shù)λ和μ，通過合理地選擇參數(shù)就能夠提高系統(tǒng)的控制效果。

參閱圖6，設(shè)系統(tǒng)理想的閉環(huán)參考模型為：其中λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

S210：根據(jù)系統(tǒng)的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統(tǒng)的控制性能要求為時域指標(biāo)，時域指標(biāo)可以是超調(diào)量、調(diào)節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型H(s)使得系統(tǒng)具有對增益變化不敏感的期望特性，當(dāng)增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統(tǒng)對增益變化具有強魯棒性，系統(tǒng)的超調(diào)大小只與α有關(guān)，而與增益無關(guān)。

S220：由H(s)及G_c(S)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數(shù)。若λ＝α，則有

S230：獲取未知實際被控對象Gp(s)的頻域響應(yīng)數(shù)據(jù)，假設(shè)與Gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應(yīng)相同，則ωx可以選取為原系統(tǒng)的Gp(s)相位裕量的穿越頻率|Gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，與一般實際系統(tǒng)的情況是一致的)，有然后根據(jù)有k_p、k_d在ω＝ω_x處與μ的函數(shù)關(guān)系為：

其中，

S240：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數(shù)，使在截止頻率范圍內(nèi)最大限度地接近實際對象Gp(s)的頻域響應(yīng)指標(biāo)；建立頻域響應(yīng)誤差指標(biāo)并在0＜μ＜2范圍內(nèi)對誤差指標(biāo)優(yōu)化最終得到分?jǐn)?shù)階控制器的參數(shù)。

本發(fā)明根據(jù)系統(tǒng)的時域響應(yīng)指標(biāo)初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應(yīng)特性曲線，尋優(yōu)得到分?jǐn)?shù)階PID的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想?yún)⒖寄Ｐ偷姆謹(jǐn)?shù)階PID控制器。

電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)如圖7所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調(diào)節(jié)器與q軸PI調(diào)節(jié)器，d軸PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓為U_d，q軸PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對U_q與進(jìn)行比較，得到偏差△U_q，△U_q經(jīng)比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調(diào)節(jié)器中的積分模塊，這樣對△U_q進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對U_d與進(jìn)行比較，得到偏差△U_d，△U_d經(jīng)比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調(diào)節(jié)器中的積分模塊,這樣對△U_d進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，使得

為了保證電機(jī)平穩(wěn)運行，避免電機(jī)出現(xiàn)過調(diào)制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機(jī)電壓U_dq小于母線電壓。即U_d、U_q需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據(jù)母線電壓幅值Vo，進(jìn)行等比例限幅，如式(17)所示：

Park逆變換模塊用于將和轉(zhuǎn)換為α軸電壓Uα、β軸電壓U_β，并發(fā)送至脈寬調(diào)制模塊；脈寬調(diào)制模塊為空間矢量脈寬調(diào)制，用于根據(jù)αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據(jù)電機(jī)實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結(jié)構(gòu)，在實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)的前提下，增強系統(tǒng)的魯棒性；根據(jù)母線電壓幅值，限制電機(jī)實際定子電壓大小，避免電機(jī)進(jìn)入過調(diào)制運行，增強了系統(tǒng)的可靠性；通過電壓誤差調(diào)節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調(diào)節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分?jǐn)?shù)階PID+電流限幅環(huán)的控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單比環(huán)速度調(diào)節(jié)系統(tǒng)進(jìn)行對比，圖8為控制結(jié)果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的速度響應(yīng)曲線，曲線C為傳統(tǒng)單閉環(huán)系統(tǒng)的響應(yīng)曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速響應(yīng)平滑、快速，沒有超調(diào)、振蕩的現(xiàn)象，大大改善了系統(tǒng)驅(qū)動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進(jìn)的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細(xì)節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明技術(shù)方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實質(zhì)對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案保護(hù)的范圍內(nèi)。