總的而言本發(fā)明涉及電機，特別涉及一種無速度傳感器電機驅(qū)動系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅(qū)動一般采用蓄電池+永磁電機的模式，控制系統(tǒng)采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統(tǒng)的pid調(diào)節(jié)器對給定速度與實際速度的偏差進行調(diào)節(jié)，根據(jù)調(diào)整結(jié)果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統(tǒng)響應(yīng)速度慢，調(diào)整過程中易出現(xiàn)超調(diào)，實際速度圍繞設(shè)定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。永磁同步電機通常采用矢量控制，精確的轉(zhuǎn)子位置必不可少。機械位置傳感器能實現(xiàn)轉(zhuǎn)子位置的高精度檢測，但通常價格高昂，易受環(huán)境條件限制，而且存在增加電機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動慣量、增大系統(tǒng)體積及系統(tǒng)可靠性降低等缺點。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進行升壓，這種方式開關(guān)管損耗大，功率因數(shù)低。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明提供了一種無速度傳感器電機驅(qū)動系統(tǒng)。

一種無速度傳感器電機驅(qū)動系統(tǒng)，包括：dc/dc變換單元、逆變器、永磁電機、mcu，角生成器以及滑模觀測器；所述dc/dc變換單元與電池相連，dc/dc變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連；通過電壓傳感器分別檢測dc/dc變換單元的輸入電壓vin和輸出電壓vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉(zhuǎn)速ωm和轉(zhuǎn)子位置進行觀測，通過角生成器在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；驅(qū)動系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，它包括cark變換模塊、park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換模塊、脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器；滑模觀測器通過開關(guān)s2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉(zhuǎn)子位置θ和實際轉(zhuǎn)速ωm；轉(zhuǎn)子位置θ發(fā)送給park逆變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連，轉(zhuǎn)速給定信號可以由油門踏板給出；第一比較器的輸出端與分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸入端連接；分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連；采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連；第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo；通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過clark變換和park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq；第一比較器將轉(zhuǎn)速給定值與實際轉(zhuǎn)速ωm進行比較，偏差信號經(jīng)過分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機運行；所述dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成；輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現(xiàn)額定電壓輸出；輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管組成全橋電路，輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管和兩個二極管以及輸出電容成，輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器連接；所述電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調(diào)節(jié)器與q軸pi調(diào)節(jié)器，d軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和通過第四比較器對uq與進行比較，得到偏差△uq，△uq經(jīng)比例模塊1/kqp被送入q軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊，對△uq進行pi調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進行比較，得到偏差△ud，△ud經(jīng)比例模塊1/kdp被送入d軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊,對△ud進行pi調(diào)節(jié)，使得

本發(fā)明的有益效果是：采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)速可以快速跟隨給定，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度；采用半有源橋dc/dc變換器，降低了dc/dc變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的損耗，提高了dc/dc變換器的可靠性；通過采用分數(shù)階pid使得系統(tǒng)具有了更大的調(diào)節(jié)范圍，獲得了比傳統(tǒng)pid更好的控制品質(zhì)及更強的魯棒性；利用滑模觀測器對電機轉(zhuǎn)子位置角進行觀測，利用角生成器進行電機啟動，從而取代了傳統(tǒng)的機械位置傳感器，降低了系統(tǒng)成本，提高了可靠性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機平穩(wěn)運行，避免電機出現(xiàn)過調(diào)制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為滑模觀測器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為飽和函數(shù)曲線圖；

圖5為dc/dc變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為dc/dc變換單元工作流程圖；

圖7為分數(shù)階pid的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8為分數(shù)階pid整定流程圖；

圖9為電流調(diào)節(jié)單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖10為本發(fā)明控制結(jié)果比較圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結(jié)合附圖1對本發(fā)明的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)做說明。本發(fā)明提供了一種電動車輛驅(qū)動系統(tǒng)，系統(tǒng)包括：dc/dc變換單元、逆變器、永磁電機、mcu(主控單元)，角生成器以及滑模觀測器等。dc/dc變換單元與電池相連，dc/dc變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連，通過永磁電機驅(qū)動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測dc/dc變換單元的輸入電壓vin和輸出電壓vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉(zhuǎn)速ωm和轉(zhuǎn)子位置進行檢測，這些檢測信號被送入mcu，mcu根據(jù)這些檢測信號分別向dc/dc變換單元和逆變器輸出驅(qū)動信號g1、g2，從而調(diào)節(jié)dc/dc變換單元和逆變器的輸出。

整個系統(tǒng)由一塊mcu處理器控制運行，各個部分協(xié)調(diào)運行，人機交換部分可采用lcd和按鍵實現(xiàn)(圖中未示出)。mcu控制逆變器中igbt的導通頻率，從而實現(xiàn)永磁同步電機線圈磁場順序變化驅(qū)動電機運轉(zhuǎn)；角生成器用于按照指令在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；電流檢測電路通過實時檢測電機線圈的相電流，并與mcu處理器中電機理論模型進行比較，實現(xiàn)電機的閉環(huán)控制，以及實現(xiàn)電機的過壓、過流保護。

下面對本發(fā)明中驅(qū)動系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)做詳細介紹，請參閱圖2。驅(qū)動系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，它包括cark變換模塊、park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換模塊、脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器。

其中，滑模觀測器通過開關(guān)s2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉(zhuǎn)子位置θ、實際轉(zhuǎn)速ωm。轉(zhuǎn)子位置θ發(fā)送給park逆變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連，轉(zhuǎn)速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸入端連接。分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo，根據(jù)調(diào)制信號打開/關(guān)閉逆變器中的igbt，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機。

永磁同步電機的轉(zhuǎn)子位置θ、轉(zhuǎn)速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過clark變換和park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉(zhuǎn)速給定值與實際轉(zhuǎn)速ωm進行比較，偏差信號經(jīng)過分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，分數(shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機運行。

其中，clark變換、park變換、park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現(xiàn)。

式中，iα和iβ均為兩相靜止坐標系(簡稱αβ坐標系)下的等效電流，ia、ib和ic為永磁同步電機的三相電流，id和iq為永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流，θ為永磁同步電機的轉(zhuǎn)子位置。

下面重點對本發(fā)明中的滑模觀測器、角生成器和過渡器做詳細介紹，參閱圖3和圖4。永磁電機開始處于靜止狀態(tài)，若要順利啟動必須獲得轉(zhuǎn)子的初始位置信息。初始位置的準確程度關(guān)系著電機啟動的穩(wěn)定性，若初始位置便存在誤差很可能導致電機失控。為此，本發(fā)明利用角生成器給出初始角度，采用速度開環(huán)啟動的方式，當電機轉(zhuǎn)速達到設(shè)定的較高轉(zhuǎn)速后，通過過渡器將其切換為閉環(huán)控制。具體而言，直接控制輸出電壓，省去速度和電流的控制環(huán)節(jié)，park逆變換所需角度由角生成器給出，通過人為控制位置角生成器，使電機按設(shè)定加速度啟動加速到固定轉(zhuǎn)速的狀態(tài)。當位置角生成器給定的角度與電機轉(zhuǎn)子之間的相位差為θm時根據(jù)轉(zhuǎn)矩方程有：

te＝1.5pn[ψfiq+(ld-lq)idiq](4)

其中，

iq＝i*qsinθmid＝i*qcosθm

因此，式4可以簡化為：

te＝1.5pni*qsinθm[ψfiq+(ld-lq)i*qcosθm](5)

其中，te為電磁轉(zhuǎn)矩，tl為負載轉(zhuǎn)矩，j為轉(zhuǎn)動慣量，ω為電機電角速度，θ為電機轉(zhuǎn)子與初始水平狀態(tài)時a軸的夾角，pn為磁極對數(shù)。由上式可知，若要保證電機在額定負載內(nèi)平滑啟動，q軸給定電流應(yīng)在保證不超過電機額定電流的情況下足夠大。為此，本發(fā)明在啟動時，保持q軸給定電流為定值，d軸給定電流為0，角度生成器給定角度θd由-90度開始。初始時刻，與電機永磁體間的相位差θm＝0，為達到恒定加速度啟動的效果，保證每個周期內(nèi)θd的增量為定值。

開環(huán)啟動過程中，電機的位置角信息由角生成器給出，當加速到高速段后開始啟用滑模觀測器程序，觀測得到的位置角此時不直接參與閉環(huán)控制，而是先通過過渡器將觀測到的角度值與角生成器給定值按比例混合，以保證從開環(huán)到閉環(huán)切換過程的平穩(wěn)。開環(huán)啟動過程時，開關(guān)s1和開關(guān)s2處于斷開狀態(tài)，參與控制的角度值全部由角生成器給出，當電機轉(zhuǎn)速達到髙速段時，開關(guān)s2閉合?；Ｓ^測器估算的角度與角生成器給定角度值開始混合，其混合后的結(jié)果參與最終角度控制。初始時刻滑模觀測器估算的角度的混合比例為0％，而角生成器給定值所占比例為100％，之后滑模觀測器估算的角度所占比例逐漸增加，而角生成器給定值所占比例逐漸減小，當混合比例值達到100％時，表征角生成器己脫離控制狀態(tài)，此時的控制角度值全部由滑模觀測器給出。

滑模觀測器在電機轉(zhuǎn)角位置觀測中已較為常用，一般的滑模觀測器由電流觀測單元、電阻辨識單元、開關(guān)函數(shù)、反電動勢觀測單元以及鎖相環(huán)構(gòu)成，其具有良好的穩(wěn)定性和極強的魯棒性。然而由于開關(guān)函數(shù)的存在，使得觀測器本身具有不連續(xù)的開關(guān)特性，這會導致系統(tǒng)在實際應(yīng)用的過程中存在著抖振的問題。這種抖振不但使系統(tǒng)的控制精度大打折扣，除了會引起不必要的額外損耗。為此本發(fā)明中采用飽和函數(shù)替代開關(guān)函數(shù)，滑模觀測器的結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中飽和函數(shù)的曲線為圖4所示。

其中，k為改進后滑模觀測器的增益設(shè)定值；δ為誤差設(shè)定值。通過合理地調(diào)節(jié)參數(shù)δ的值，不僅能夠有效地減小系統(tǒng)的“抖振”，并且系統(tǒng)運算過程較簡單，易于數(shù)字化的實現(xiàn)。

圖5為本發(fā)明中dc/dc變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖，本發(fā)明中dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成。輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現(xiàn)額定電壓輸出。輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管s1、s2、s3和s4組成全橋電路，cs1、cs2、cs3、cs4分別為與開關(guān)管s1、s2、s3、s4相并聯(lián)的結(jié)電容。輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管s5、s6和兩個二極管d1、d2以及輸出電容co組成，cs5、cs6為s5、s6各自的結(jié)電容，cd5、cd6為d1、d2各自的結(jié)電容。輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器t連接，lk為變壓器t的漏感與外加交流電感之和，ip為變壓器原邊電流。

mcu對傳感器采樣得到的電壓信號vin、vo進行處理，并依據(jù)pwm移相控制方法生成pwm信號g1，調(diào)節(jié)變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd各自的占空比和兩者之間的移相角。g1經(jīng)過隔離和功率放大之后為開關(guān)管s1、s2、s3、s4、s5、s6提供驅(qū)動電壓。

dc/dc變換單元的輸出功率po為：

其中，

根據(jù)公式(8)可以計算得到輸出功率po相對移相角變化的最大值p0_max。

輸出功率po最大時對應(yīng)的移相角的值如公式(10)所示。

上式中，m為輸入到輸出的電壓增益，m＝vo/(nvin)n為變壓器原邊與副邊匝數(shù)比，ts為開關(guān)周期，δdp為變壓器原邊占空比補償量，用于微調(diào)原邊超前橋臂開關(guān)管s1、s2的開通時間；δds為副邊占空比的補償量，用于微調(diào)副邊開關(guān)管s5、s6的開通時間。

如圖6所示，dc/dc變換單元的工作過程如下：

s110：確定dc/dc變換單元輸出電壓的給定值vref；s120：對dc/dc變換單元輸出電壓進行采樣，采樣值記為vo，計算輸出電壓的給定值vref與輸出電壓vo的差值，所述的差值作為數(shù)字pi調(diào)節(jié)器的輸入值。所述的數(shù)字pi調(diào)節(jié)器的輸出值經(jīng)過限幅器限幅后作為變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd之間的移相角s130：通過移相角計算出如公式(11)的原邊占空比d1和如公式(12)的副邊占空比d2。

上式中，原邊占空比d1包含原邊占空比補償項δdp、副邊占空比d2包含副邊占空比的補償項δds，通過原邊占空比補償項δdp使得流過原邊超前橋臂開關(guān)管s1、s2的電流在開通的瞬間從開關(guān)管的體二極管流過，通過副邊占空比的補償項δds使得流過開關(guān)管的電流在開通的瞬間從副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管流過，實現(xiàn)所有開關(guān)管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關(guān)。通過副邊占空比的計算公式保證副邊開關(guān)管s5、s6在變壓器原邊電流ip剛過零之后就能開通，能夠減小副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管導通的時間長度，減小副邊開關(guān)管s5、s6的導通損耗。

s140：根據(jù)移相角、原邊占空比d1和副邊占空比d2產(chǎn)生開關(guān)管的pwm信號，驅(qū)動dc/dc變換單元工作，實現(xiàn)所有開關(guān)管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關(guān)，減小副邊開關(guān)管s5、s6的導通損耗，并且降低dc/dc變換單元中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高dc-dc變換器的可靠性。

所產(chǎn)生的移相角與原邊占空比d1和副邊占空比d2控制各個驅(qū)動pwm信號波形的關(guān)系如下：s1與s2互補、s3與s4互補、s5與s6相差180°；s1，s2，s3和s4的占空比均為50％，s5和s6的占空比均為1-d2；s1與s3之間的相位差為d1·2π，s2與s4之間的相位差為d1·2π，s1的上升沿與s5的下降沿之間的相位差為d2·2π，s2的上升沿與s6的下降沿之間的相位差為d2·2π。

通過dc/dc變換單元能夠減小副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管導通的時間長度，降低副邊開關(guān)管s5、s6的導通損耗；降低dc-dc變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高dc-dc變換器的可靠性；可以同時實現(xiàn)電壓源型半有源橋dc-dc變換器的高效率運行和所有開關(guān)管的軟開關(guān)，高效率的變換器意味著較少的發(fā)熱，就可以使用較小的散熱裝置，而軟開關(guān)的實現(xiàn)可以減小開關(guān)噪聲，降低輸入和輸出濾波器的體積和重量。

與傳統(tǒng)調(diào)節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調(diào)節(jié)采用分數(shù)階pid，其結(jié)構(gòu)如圖7所示。與整數(shù)階pid控制器相似，分數(shù)階pid控制器的微分方程為:

其中，為caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數(shù)，是分數(shù)階控制器的階次。

對caputo定義的分數(shù)階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分數(shù)階pid控制器的傳遞函數(shù)：

分數(shù)階pid控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數(shù)。整數(shù)階pid控制器是分數(shù)階pid控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當λ＝1、μ＝0時即為pi控制器，λ＝0、μ＝1時為pd控制器。分數(shù)階pid控制器多了兩個可調(diào)參數(shù)λ和μ，通過合理地選擇參數(shù)就能夠提高系統(tǒng)的控制效果。

參閱圖8，設(shè)系統(tǒng)理想的閉環(huán)參考模型為：λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

s210：根據(jù)系統(tǒng)的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統(tǒng)的控制性能要求為時域指標，時域指標可以是超調(diào)量、調(diào)節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型h(s)使得系統(tǒng)具有對增益變化不敏感的期望特性，當增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統(tǒng)對增益變化具有強魯棒性，系統(tǒng)的超調(diào)大小只與α有關(guān)，而與增益無關(guān)。

s220：由h(s)及gc(s)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數(shù)。若λ＝α，則有

s230：獲取未知實際被控對象gp(s)的頻域響應(yīng)數(shù)據(jù)，假設(shè)與gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應(yīng)相同，則ωx可以選取為原系統(tǒng)的gp(s)相位裕量的穿越頻率|gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，與一般實際系統(tǒng)的情況是一致的)，有然后根據(jù)有kp、kd在ω＝ωx處與μ的函數(shù)關(guān)系為：

其中，

s240：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數(shù)，使在截止頻率范圍內(nèi)最大限度地接近實際對象gp(s)的頻域響應(yīng)指標；建立頻域響應(yīng)誤差指標并在0＜μ＜2范圍內(nèi)對誤差指標優(yōu)化最終得到分數(shù)階控制器的參數(shù)。

本發(fā)明根據(jù)系統(tǒng)的時域響應(yīng)指標初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應(yīng)特性曲線，尋優(yōu)得到分數(shù)階pid的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想?yún)⒖寄Ｐ偷姆謹?shù)階pid控制器。

電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)如圖9所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調(diào)節(jié)器與q軸pi調(diào)節(jié)器，d軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對uq與進行比較，得到偏差△uq，△uq經(jīng)比例模塊1/kqp被送入q軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊，這樣對△uq進行pi調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進行比較，得到偏差△ud，△ud經(jīng)比例模塊1/kdp被送入d軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊,這樣對△ud進行pi調(diào)節(jié)，使得

為了保證電機平穩(wěn)運行，避免電機出現(xiàn)過調(diào)制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機電壓udq小于母線電壓。即ud、uq需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據(jù)母線電壓幅值vo，進行等比例限幅，如式(17)所示：

park逆變換模塊用于將和轉(zhuǎn)換為α軸電壓uα、β軸電壓uβ，并發(fā)送至脈寬調(diào)制模塊；脈寬調(diào)制模塊為空間矢量脈寬調(diào)制，用于根據(jù)αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據(jù)電機實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結(jié)構(gòu)，在實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)的前提下，增強系統(tǒng)的魯棒性；根據(jù)母線電壓幅值，限制電機實際定子電壓大小，避免電機進入過調(diào)制運行，增強了系統(tǒng)的可靠性；通過電壓誤差調(diào)節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調(diào)節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分數(shù)階pid+電流限幅環(huán)的控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單比環(huán)速度調(diào)節(jié)系統(tǒng)進行對比，圖10為控制結(jié)果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的速度響應(yīng)曲線，曲線c為傳統(tǒng)單閉環(huán)系統(tǒng)的響應(yīng)曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速響應(yīng)平滑、快速，沒有超調(diào)、振蕩的現(xiàn)象，大大改善了系統(tǒng)驅(qū)動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明技術(shù)方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實質(zhì)對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案保護的范圍內(nèi)。